JPH0537580Y2

JPH0537580Y2 -

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Publication number: JPH0537580Y2
Application number: JP1988025965U
Authority: JP
Priority date: 1988-03-01
Filing date: 1988-03-01
Publication date: 1993-09-22
Anticipated expiration: 2003-03-01
Also published as: JPH01132179U

Description

【考案の詳細な説明】（産業上の利用分野）本考案は受像管の水平偏向出力回路の改良に関
するものである。

（従来の技術）第５図は従来の受像管の水平偏向出力回路の一
例を示す図である。

ここで、１は水平出力NPNトランジスタであ
つて、図示されない前段からの励振パルスＰによ
りダンパーダイオード２と共働して水平偏向周期
のスイツチング動作を行なう。また、３は帰線共
振コンデンサ、４は水平偏向コイル、５は可飽和
リアクタで５ａはその制御巻線、５ｂはその被制
御巻線である。

また、６はＳ字補正コンデンサ、７はフライバ
ツクトランスであり、７ａはその一次巻線であつ
て、その一端に回路の直流電圧（電圧）Ebが加
わる。更に、７ｂはフライバツクトランス７の二
次巻線で、ここに接続する８は高圧整流回路で、
ここでは図示されない受像管の陽極に直流高圧
Ehvを供給する。また更に、９はピーク値整流回
路、１０は演算増幅器、１１は電流出力回路であ
る。

この様にすると、良く知られた原理により水平
偏向コイル４には水平偏向周期のノコギリ波電流
（水平偏向ノコギリ波電流）Iyが流れ、この水平
偏向コイル４は前記受像管の頸部に装着されてい
るから、これによつて受像管の電子ビームが左右
に偏向される。

ここで、もし、フライバツクトランス７が巻線
を一次巻線７ａだけしか持たないチヨークコイル
であつて、二次巻線７ｂが無いとすると、この回
路は水平偏向の専用回路として動作する。

しかし、この様な回路で、水平偏向コイル４に
水平偏向ノコギリ波電流Iyを流せば、同時に水平
出力トランジスタ１のコレクタには水平偏向周期
のパルス（コレクタパルス）Vpが生じるから、
これをフライバツクトランス７で昇圧、高圧整流
回路８で整流して直流高圧Evhを発生させる事は
良く行われる。

この回路で、Ｓ字補正コンデンサ６の両端に発
生するパラボラ波電圧Vcをピーク値整流回路９
でピーク値整流して得た直流電圧Eiは水平偏向ノ
コギリ波電流Iyのｐ−ｐ値に比例する。

従つて、この第５図の様に演算増幅器１０の反
転入力端子にこの直流電圧Eiを加え、非反転入力
端子に加えられる基準電圧Esと比較する様に構
成した場合、もし、直流電圧Eiが基準電圧Esを
超えようとすると、演算増幅器１０の出力電圧
Eoは急激に減少する。

そして、電圧Eoが減少すると、これは電流出
力回路１１で直流電流Idcに変換されるから、結
果として、可飽和リアクタ５の制御巻線５ａに流
れる電流が減少し、被制御巻線５ｂのインダクタ
ンスLaが増加する。

そして、周知の様に、水平偏向コイル４を流れ
る水平偏向ノコギリ波電流Iyのｐ−ｐ値は水平偏
向コイル４のインダクタンスＬと、可飽和リアク
タ５の被制御巻線５ｂのインダクタンスLaとの
和に反比例する。

従つて、もし、何らかの原因、例えば直流電源
電圧Ebの変動等により水平偏向ノコギリ波電流
Iyが増加し、更にこれによつてパラボラ波電圧
Vcも増加し、直流電圧Eiが基準電圧Esを超えよ
うとすると、先述した様に、電圧Eo、直流電流
Idcの減少で被制御巻線５ｂのインダクタンスLa
が増加するから、結局、この事によつて水平偏向
ノコギリ波電流Iyは抑制されて、直流電源電圧
Ebの増加にも拘わらず一定値を保つ。

勿論、直流電源電圧Ebが低下した時もやはり
これと逆な作用が働き、常に直流電圧Fiと基準電
圧Esは一致して水平偏向ノコギリ波電極Iyは安
定化される。

（考案が解決しようとする課題）この第５図の回路の様に、水平偏向ノコギリ波
電流Iyの値をＳ字補正コンデンサ６の両端に発生
するパラボラ波電圧Vcで検出すると言う方法は、
検出の為の特別な部品を追加する必要がないので
好都合である。

ここで、水平偏向ノコギリ波電流IyとＳ字補正
コンデンサ６のパラボラ波電圧Vcとの関係を考
えてみる。水平偏向の走査時間をTs（Ts＝水平
偏向周期Th−水平帰線時間Tr）、Ｓ字補正コン
デンサ６の容量値をＣ、水平偏向ノコギリ波電流
Iyのピーク値をIypとし、偏向電流時間ｔに対す
る変化をｉで表すと、ｉ＝（Iyp／Ts）ｔ ……(1) となる。

一方、Ｓ字補正コンデンサ６の両端の電圧Vc
の波形は、 Vc＝１／Ｃ∫i dt＝Iyp／2CTst² ……(2) とパラボラ波になる。

従つて、この波形（電圧Vc）でのゼロ・ピー
ク値は、時間値として、ｔ＝Ts／２を代入した値である。即ち、 Vc＝（Ts／8c）Iyp ……(3) となり、水平偏向の走査時間Tsが一定である限
り、パラボラ波電圧Vcの値は水平偏向ノコギリ
波電流Iyのピーク値Iypに比例する事が分かる。

従つて、これをピーク値整流回路９でピーク値
整流して得た直流電圧Eiは水平偏向ノコギリ波電
流Iyの大きさに比例する事になる。

但し、前式から分かる様に、この水平偏向ノコ
ギリ波電極Iyと直流電圧Eiとの比例関係はあくま
で水平偏向の走査時間Tsが一定である事が条件
である。

ところが、この種の受像管デイスプレイ機器を
複数の水平偏向周期の信号に対して使用したい場
合も多く、この様な時は水平偏向周期Thが変わ
り、それに応じて水平偏向の走査時間Tsが変わ
ると、この比例関係が崩れてしまい、正しい水平
偏向ノコギリ波電流Iyの検出が出来ないので、受
像信号の種類が変わる毎に、水平振幅が変わつて
しまう現象が生じる事があり、問題となつてい
た。

また、以上はＳ字補正コンデンサ６の容量値Ｃ
が一定であるものとした。

しかし、ここで考える複数の水平偏向周期の差
がそれ程大きくない場合はこれでも良いが、も
し、その差が大きい場合は、Ｃの値がそのままで
は水平偏向の直線性が検知限界以上に変化してし
まう恐れがある。即ち、Ｓ字補正コンデンサ本来
の役割は水平偏向コイル４のインダクタンスＬと
の共振作用により水平偏向ノコギリ波電流Iyに正
弦波成分を加味する事である。

従つて、水平偏向周期が変わればそれに比例し
てこの共振周期も変えなければならない。

この場合、水平偏向コイル４のインダクタンス
Ｌを変えるのは容易ではないから、通常はこの共
振周期を変えるのにインダクタンスＬは固定にし
て、Ｓ字補正コンデンサ６の容量値Ｃの方を動か
す。従つて、この共振周期2π√は水平偏向の
走査時間Tsに比例するので、 2π√＝aTs （但し、ａは定数）によつて、Ｃ＝a²T_S2／4π²Ｌ ……(4) となる。

これから分かる様に、Ｓ字補正コンデンサ６の
容量値Ｃは水平本校の走査時間Tsのほゞ２乗に
比例して変化させなければならない。

この(4)式を先の(3)式に代入すると、 Vc＝（π²LIyp）／（2a²Ts） ……(5) となる。

この(5)式から分かる様に、この場合もパラボラ
波電圧Vcは水平偏向の走査時間Tsの関数になる
ので、水平偏向周期の異なつた種類の信号を受像
する時、先に説明したのと同様な理由により、従
来の第５図の回路では正しい水平振幅が保てな
い。

（課題を解決するための手段）本考案は、以上の様な課題を解決するためにな
されたものであつて、受像管の電子ビームを偏向する複数の水平偏向
周期に対応する水平偏向出力回路であつて、水平
偏向周期で開閉するスイツチング素子と、該スイ
ツチング素子と並列に接続された帰線共振コンデ
ンサと、同じく該スイツチング素子と並列に接続
された水平偏向コイルと可飽和リアクタとＳ字補
正コンデンサとの直列回路と、また更に同じく該
スイツチング素子に並列に接続された直流電流と
フライバツクトランスの一次巻線もしくはチヨー
クコイルとの直列回路とからなり、前記Ｓ字補正コンデンサの両端に生じるパラボ
ラ波形を整流して得た直流電圧を基準電圧と比較
する演算増幅器を設け、該演算増幅器の出力で前
記可飽和リアクタの制御巻線の電流値を制御する
ようにした水平偏向出力回路において、前記Ｓ字補正コンデンサの容量値を水平走査時
間の２乗にほゞ比例して切換える容量値可変回路
と、前記基準電圧を水平走査時間に対してほゞ反比
例するような値に切換える基準電圧可変回路とを
設けた事を特徴とする水平偏向出力回路を提供す
るものである。

（実施例）第１図は本考案による水平偏向出力回路の一実
施例を示すものであり、先の第５図と番号の共通
な部分は同様な働きをするものとし、その詳しい
説明は省略する。この第１図で取扱う水平偏向周
期Thは励振パルスがＰ１，Ｐ２で示されている
様に、単一とは限らない。

ここで新たに設けられた６′，６″は補正Ｓ字補
正コンデンサ１３，１４，１４′，１４″は直流電
源電圧Ｅより分圧して基準電圧Esを生成する為
の分圧器を形成する抵抗、SW１，SW２は連動
する切換スイツチである。

ここでは取扱う複数の水平偏向周期の差は、比
較的大きくとも対応可能であつて、切換スイツチ
SW１を切換える事によりＳ字補正コンデンサ６
及び補正Ｓ字補正コンデンサ６′，６″の総合容量
値が常に水平偏向の走査時間Tsの２乗に比例す
る様にすれば、先の(4)式で明らかになつている様
に正しいＳ字補正が達成され、夫々の水平偏向周
期に対して最適な水平直線性が保てる。

しかし、この場合は式で説明した通り、このＳ
字補正コンデンサ６の両端のパラボラ波電圧Vc
は水平偏向ノコギリ波電流Iyのピーク値Iypが一
定であつても、水平偏向の走査時間Tsに反比例
して変化する。

従つて、これを整流して得た直流電圧Eiも水平
偏向の走査時間Tsに反比例するから、水平偏向
ノコギリ波電流Iyのピーク値Iypを水平偏向周期
Thの如何に拘わらず一定に保とうとするならば、
基準電圧Esの方も水平偏向の走査時間Tsに反比
例して変えてやらねばならない。

この為、Ｓ字補正コンデンサの切換え用の切換
スイツチSW１と連動した切換スイツチSW２に
よつて抵抗１４，１４′，１４″を切換え、基準電
圧Esの値を水平偏向の走査時間Tsに反比例する
様にする必要がある。この様にすれば、水平偏向
ノコギリ波電流Iyのピーク値（振幅）Iypは水平
偏向周期Thによらず常に一定となる。

また、Ｓ字補正コンデンサの切換えに一致して
基準電圧Esを変えるのに、上記のように必ずし
も連動する切換スイツチによる必要はない。即
ち、本考案の一変形である第２図の様にすれば、
切換スイツチSW１でＳ字補正コンデンサの方だ
け切換えれば良く、基準電圧Es″の方は取扱い水
平偏向周期に応じて自動的に変化させるようにす
る。

ここで、１５は入力周波数に比例した直流電圧
を出力するＦ−Ｖ変換回路である。ここに加えら
れるパルスＰ１′，Ｐ２′は先の第１図の時と同じ
く励振パルスＰ１，Ｐ２と同じ周期を持つパルス
とする。

ここで、Ｆ−Ｖ変換回路１５が入力周波数に比
例した電圧を出力すると言う事は、入力の水平偏
向周期Thに反比例する電圧を出力すると言う事
である。そして、通常、水平偏向周期Thと水平
偏向の走査時間Tsとはほゞ比例させるから、結
局、ここで水平偏向の走査時間Tsに反比例する
基準電圧Es″が得られ、水平偏向ノコギリ波電流
Iyのピーク値Iypは取扱い水平偏向周期Thが変わ
つても一定化される。

更にまた、第３図は本考案による別の実施例で
ある。これは切換スイツチSW１によつて各水平
偏向周期Thに対して最適なＳ字補正コンデンサ
の容量値を選択すると言う点では先の第１図、第
２図と同様であるが、ここで得られたパラボラ波
電圧Vcをコンデンサ１６，１６′，１６″と１７
とで分圧する様にし、その分圧比をやはり切換ス
イツチSW１と連動する切換スイツチSW３で切
換える様にしたものである。

この時、水平偏向ノコギリ波電流Iyのピーク値
Ipyが一定ならば、前述した様に水平偏向周期Th
に対応した切換スイツチSW１の切換えにより、
この部分に発生するパラボラ波電圧Vcの値は水
平偏向の走査時間Tsに反比例する。

そして、次いで、コンデンサ１６，１６′，１
６″と１７とでこのパラボラ波電圧Vcを分圧して
電圧Vc′とする。更に、各水平偏向周期Thに対し
てこの分圧されたパラボラ波電圧Vc′が常に一定
になる様、切換スイツチSW３の切換えとコンデ
ンサ１６，１６′，１６″，１７の定数設定を行な
う。

この様にすれば、このパラボラ波電圧Vc′を整
流して得た直流電圧Eiは、設定されたどの水平偏
向周期Thに対しても、即ち切換スイツチによる
切換えのどの位置においても水平偏向ノコギリ波
電流Iyのピーク値Iypに比例する様になるから、
基準電圧Esを一定値にしておけば、水平偏向ノ
コギリ波電流Iyのピーク値Iypは一定状態で安定
化される。

なお、これまで第１図、第２図、第３図共いず
れも切換えの接点の数を“３”としているが、こ
れは、勿論、“２”でも、あるいは“４”以上で
も目的に応じて変えても構わない。

第３図の回路で、もし、切換えの数を“２”と
限定すると、第４図に示す様に、回路は更に簡略
化する事も出来る。即ち、この第４図で、切換ス
イツチSW４を接点Ｉの方に切換えると、コンデ
ンサ１８は短絡されるので、Ｓ字補正コンデンサ
としては６のみが働き、これは水平偏向周期Th
が長い方に対応する。この時、Ｓ字補正コンデン
サ６に発生するパラボラ波電圧Vcは結合コンデ
ンサ２０を通してそのまま次のピーク値整流回路
９に加わる。

次に、切換スイツチSW４を接点の方に切換
えると、Ｓ字補正コンデンサとしては６と１８の
直列接続となり、全体の容量値は減少する。

従つて、これは水平偏向周期Thの短い方に対
応し、全体の容量値は先の(4)式で明らかにした様
に、水平偏向の走査時間Tsの２乗に比例して変
わる様にコンデンサ１８を定めれば、正しい偏向
直線性が保てる。

ところが、この様に、水平偏向の走査時間Ts
に合わせてＳ字補正コンデンサの容量値を減らす
と、(5)式に示した様に、水平偏向の走査時間Ts
に反比例して、この点のパラボラ波電圧Vcが大
きくなつてしまう。

そこで、コンデンサ１９が接点に接続される
のを利用してパラボラ波電圧Vcをコンデンサ２
０と１９とで分圧して、その電圧値を先の接点
に切換えた場合と同じ電圧値にしてから、次のピ
ーク値整流回路９に加える様にすれば良い。する
と、ピーク値整流回路９の出力電圧Eiは水平偏向
ノコギリ波電流Iyのピーク値Iypが同じである限
り、水平偏向周期Thによらず一定である様にな
るから、これと演算増幅器１０で比較する基準電
圧Esは一定値にすれば、水平偏向ノコギリ波電
流Iyの安定化の目的は達成出来る。

また、この第４図ではピーク値整流回路９の具
体的回路の一例を示す。即ち、ここで２１，２２
は整流ダイオード、２３は平滑コンデンサ、２４
は放電用抵抗である。

この様にすると、入力パラボラ波電圧Vc′のｐ
−ｐ値が整流されて、平滑コンデンサ２３の両端
に現われる。放電抵抗２４は回路の状態が変わつ
た時、速やかに応答する為のもので、次の演算増
幅器１０の入力インピーダンスがある程度小さけ
れば不要である。

なお、これまでの説明では水平偏向周期Thの
如何に拘わらず水平偏向ノコギリ波電流Iyのピー
ク値Iypが一定の条件で考えたが、これは各水平
偏向周期に対応する信号の振幅規格に合わせて定
数を若干変えても良いのは勿論である。

（考案の効果）以上詳細に説明した所から明らかな様に、本考
案の水平偏向出力回路によれば、次の様な種々の
効果が得られる。即ち、複数の水平偏向周期に対応する受像管の水平偏
向回路において、取扱い水平偏向周期の如何に拘
わらず、ほゞ一定の水平偏向振幅を得ることが出
来る。

また、複数の水平偏向周期の差が比較的大きい
場合においても、水平偏向の直線性を正常に保ち
ながら、ほゞ一定の水平偏向振幅を得ることが出
来る。

また更に、水平偏向周期に応じて変化する直流
基準電圧を必要とせずに、正常な水平偏向直線性
を保ちながら、ほゞ一定の水平偏向振幅を得るこ
とが出来、回路構成がより簡単になる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第３図及び第４図は本考案に
よる水平偏向出力回路の各実施例を示す図、第５
図は従来の水平偏向出力回路の一例を示す図であ
る。１……水平出力NPNトランジスタ、２……ダ
ンパーダイオード、３……帰線共振コンデンサ、
４……水平偏向コイル、５……可飽和リアクタ、
５ａ……制御巻線、５ｂ……被制御巻線、６……
Ｓ字補正コンデンサ、６′，６″……補正Ｓ字補正
コンデンサ、７……フライバツクトランス、７ａ
……一次巻線、７ｂ……二次巻線、８……高圧整
流回路、９……ピーク値整流回路、１０……演算
増幅器、１１……電流出力回路、１３，１４，１
４′，１４″……抵抗、１５……Ｆ−Ｖ変換回路、
１６，１６′，１６″，１７，１８，１９……コン
デンサ、２０……結合コンデンサ、２１，２２…
…整流ダイオード、２３……平滑コンデンサ、２
４……放電用抵抗、Eb……直流電源（電圧）、
Ehv……直流高圧、Ei……直流電圧、Es，Es′…
…基準電圧、Idc……直流電流、Iy……水平偏向
ノコギリ波電流、Ｐ，Ｐ１，Ｐ２……励振パル
ス、SW１，SW２，SW３，SW４……切換スイ
ツチ、Th……水平偏向周期、Ts……水平偏向の
走査時間、Vc……パラボラ波電圧、Vp……コレ
クタパルス。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 受像管の電子ビームを偏向する複数の水平偏
向周期に対応する水平偏向出力回路であつて、
水平偏向周期で開閉するスイツチング素子と、
該スイツチング素子と並列に接続された帰線共
振コンデンサと、同じく該スイツチング素子と
並列に接続された水平偏向コイルと可飽和リア
クタとＳ字補正コンデンサとの直列回路と、ま
た更に同じく該スイツチング素子に並列に接続
された直流電源とフライバツクトランスの一次
巻線もしくはチヨークコイルとの直列回路とか
らなり、前記Ｓ字補正コンデンサの両端に生じるパラ
ボラ波形を整流して得た直流電圧を基準電圧と
比較する演算増幅器を設け、該演算増幅器の出
力で前記可飽和リアクタの制御巻線の電流値を
制御するようにした水平偏向出力回路におい
て、前記Ｓ字補正コンデンサの容量値を水平走査
時間の２乗にほゞ比例して切換える容量値可変
回路と、前記基準電圧を水平走査時間に対してほゞ反
比例するような値に切換える基準電圧可変回路
とを設けた事を特徴とする水平偏向出力回路。 (2) 受像管の電子ビームを偏向する複数の水平偏
向周期に対応する水平偏向出力回路であつて、
水平偏向周期で開閉するスイツチング素子と、
該スイツチング素子と並列に接続された帰線共
振コンデンサと、同じく該スイツチング素子と
並列に接続された水平偏向コイルと可飽和リア
クタとＳ字補正コンデンサとの直列回路と、ま
た更に同じく該スイツチング素子に並列に接続
された直流電源とフライバツクトランスの一次
巻線もしくはチヨークコイルとの直列回路とか
らなり、前記Ｓ字補正コンデンサの両端に生じるパラ
ボラ波形を整流して得た直流電圧を基準電圧と
比較する演算増幅器を設け、該演算増幅器の出
力で前記可飽和リアクタの制御巻線の電流値を
制御するようにした水平偏向出力回路におい
て、前記Ｓ字補正コンデンサの容量値を水平走査
時間の２乗にほゞ比例して切換える容量値可変
回路と、前記基準電圧は水平走査時間によらず一定と
し、前記Ｓ字補正コンデンサ両端のパラボラ波電
圧をインピーダンス素子によつて分圧した後、
整流して演算増幅器に加えるようにし、水平偏
向周期の切換えと共に、分圧結果のパラボラ波
形のｐ−ｐ値が水平走査時間によらずほゞ一定
になるように、前記分圧する際の分圧比を切換
える分圧比可変回路を設けた事を特徴とする水
平偏向出力回路。