JPH05344367A

JPH05344367A - 水平偏向ドライブ回路

Info

Publication number: JPH05344367A
Application number: JP17472392A
Authority: JP
Inventors: Yusaku Kunimoto; 勇作國本; Tsutomu Kitamura; 勉北村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-06-08
Filing date: 1992-06-08
Publication date: 1993-12-24

Abstract

(57)【要約】【目的】静電誘導トランジスタを用いた水平偏向ドラ
イブ回路において、出力用トランジスタの電力損失をな
くすこと。【構成】ドライブ回路１１として信号源Ｓのパルス信
号を増幅するトランジスタＱ１とトランジスタＱ２，Ｑ
３で構成されるＳＥＰＰ回路を設ける。低インピーダン
スのスイッチングパルスをＳＩＴのトランジスタＱ４で
増幅する。又ＳＥＰＰ回路の出力端にスイッチング用の
ダイオードＤ２，Ｄ３を接続する。トランジスタＱ４の
ドレイン・ゲート間の電極容量に充電されたドライブ信
号の立下り時の電荷はダイオードＤ２を介して放電し、
トランジスタＱ２の過渡時における電力損失を低減す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は表示装置における水平偏
向ドライブ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機又はパーソナルコン
ピュータの表示装置等に用いられる水平偏向ドライブ回
路の一例について説明する。図２は従来の水平偏向ドラ
イブ回路１の構成を示す回路図である。本図に示すよう
に水平偏向ドライブ回路１は、ドライブ回路２と水平偏
向回路３により構成される。ドライブ回路２の信号源Ｓ
は映像の水平同期信号を出力する信号源であり、その信
号はカップリングコンデンサＣ１を介してドライブ用の
トランジスタＱ１のベースに与えられる。トランジスタ
Ｑ１のベースは抵抗Ｒ１を介して、エミッタは直接負の
電源Ｖ_EEに夫々接続される。トランジスタＱ１のコレク
タは負荷抵抗Ｒ２を介し正の電源Ｖ_CC1 に接続される。

【０００３】ＮＰＮ型のトランジスタＱ２のコレクタは
電源Ｖ_cc1 に接続され、ＰＮＰ型のトランジスタＱ３の
コレクタは電源Ｖ_EEに接続され、それらのベース及びエ
ミッタは夫々共通接続されている。トランジスタＱ２，
Ｑ３は相補型の増幅回路（ＳＥＰＰ回路）を形成してお
り、その共通エミッタから抵抗Ｒ３を介し低インピーダ
ンスの信号が出力される。

【０００４】ＳＥＰＰ回路の出力は水平偏向回路３のト
ランジスタＱ４に与えられる。トランジスタＱ４は静電
誘導トランジスタ（ＳＩＴと呼ぶ）であり、そのゲート
に入力されるスイッチング信号を増幅して高電圧のパル
ス信号を出力するものである。特にバリアブル・スキャ
ンレートの表示装置では、水平偏向周波数がＮＴＳＣ規
格の周波数より高くなり、水平偏向回路のスイッチング
トランジスタとして従来のバイポーラ型のものを使用す
ると、そのベースの電荷蓄積効果によりスイッチング速
度が遅くなる。このためここでは高耐圧で高負荷電流を
流せるＳＩＴが用いられる。トランジスタＱ４のソース
（Ｓ）は接地され、ドレイン（Ｄ）はダイオードＤ１と
コンデンサＣ２の並列接続体に接続される。ダイオード
Ｄ１はコンデンサＣ２に充電される電圧の極性によって
導通又は非導通となるダンパー用ダイオードである。

【０００５】さてトランジスタＱ４のドレイン・ソース
と並列に偏向コイルＬｙとコンデンサＣ３の直列接続体
が接続されている。コンデンサＣ２は偏向コイルＬｙと
共に共振回路を形成する共振用コンデンサであり、トラ
ンジスタＱ４のオフ時に偏向コイルＬｙに充放電電流を
流すものである。偏向コイルＬｙは、ＣＲＴの電子ビー
ムを水平方向に走査させるために偏向電流を流すコイル
である。コンデンサＣ３はＣＲＴの水平偏向感度をＣＲ
Ｔの左右及び中央部で一定にするため、偏向コイルＬｙ
の電流を補正するＳ字補正のコンデンサである。尚コン
デンサＣ３の容量値は水平同期パルスの周波数によって
異なるが、コンデンサＣ２の容量値よりはるかに大き
い。

【０００６】次にトランジスタＱ４のドレイン，ダイオ
ードＤ１のカソード，コンデンサＣ２，偏向コイルＬｙ
の一端は共に接続され、チョークトランスＴ１の一次側
を介して電源Ｖ_CC2 に接続される。チョークトランスＴ
１は水平トランスとも呼ばれ、図示しない水平発振回路
に周波数制御されたＡＦＣパルスを出力すると共に、Ｃ
ＲＴのアノードに高電圧を供給する信号として利用され
る。

【０００７】ＳＩＴを用いた従来の水平偏向ドライブ回
路１の動作について図３を用いて説明する。図３は図２
に示すドライブ回路２及び水平偏向回路３の各部の動作
を示す波形図である。

【０００８】まず信号源Ｓから出力されるドライブ信号
はトランジスタＱ１で増幅され、ＳＥＰＰ回路に与えら
れる。そしてドライブ回路２によって図３（ａ）に示す
ような正負両側に変化する低インピーダンスのパルスが
生成され、水平偏向回路３に出力される。

【０００９】さてコンデンサＣ３は電源Ｖ_CC2 のオン時
にチョークトランスＴ１，偏向コイルＬｙを介し充電さ
れているとする。次に図３（ａ）の期間Ｔ１でトランジ
スタＱ４がオンすると、コンデンサＣ３の電荷は偏向コ
イルＬｙを介しトランジスタＱ４により放電される。こ
のときコンデンサＣ２の電荷も急速放電され、図３
（ｃ）に示すように期間Ｔ１ではトランジスタＱ４のド
レイン電圧Ｖdsも０となる。偏向コイルＬｙのインダク
タンス（Ｌ）はその直流抵抗（ｒ）に比べて非常に大き
いので、その時定数（Ｌ／ｒ）は極めて大きくなり、偏
向コイルＬｙに流れる電流は図３（ｂ）の左端に示すよ
うに徐々に増加する。即ちトランジスタＱ４のドレイン
電流Ｉｄは鋸歯状波となる。

【００１０】やがてドライブ回路２からの出力パルスが
時刻t₁で負になると、トランジスタＱ４はオフ状態とな
る。このとき偏向コイルＬｙに逆起電圧が生じ、偏向コ
イルＬｙ及びコンデンサＣ２，Ｃ３で形成される共振回
路に共振電流が流れる。このためコンデンサＣ２は急速
に充電され、図３（ｃ）に示すようにトランジスタＱ４
のドレイン電圧Ｖdsは上昇する。コンデンサＣ２の充電
が完了すると時刻t₂から放電が行われ、その電圧が低下
する。

【００１１】コンデンサＣ２が充放電する間はトランジ
スタＱ４のオフ状態が続いているので、コンデンサＣ２
の充放電電流はコンデンサＣ３と偏向コイルＬｙを流れ
る。図３（ｅ）に示すように時刻t₁以後では偏向コイル
Ｌｙの偏向電流Ｉdyは急激に減少し、時刻t₂から逆方向
に流れ始める。やがてコンデンサＣ２の充電電荷が逆転
し、このためダイオードＤ１に順方向の電圧が印加さ
れ、導通状態となる。時刻t₁〜t₃の期間Ｔｒは電子ビー
ムが水平走査の開始位置に復帰する帰線期間に等しい。

【００１２】次に時刻t₃以後ではコンデンサＣ２の電荷
がなくなり、トランジスタＱ４のドレイン電圧Ｖdsは再
び０となる。今、偏向コイルＬｙ，コンデンサＣ３，ダ
イオードＤ１で共振回路が形成されているので、図３
（ｄ）に示すように偏向コイルＬｙに時定数（Ｌ／ｒ）
のダンパー電流Ｉdiが流れる。即ち偏向コイルＬｙの電
流は図３（ｅ）に示すようにコンデンサＣ３及びダイオ
ードＤ１を介し期間Ｔ１と逆方向に流れ、鋸歯状波の偏
向電流Ｉdyが得られる。やがて時刻t₄でダンパー電流Ｉ
diが０になると、再びドライブ回路２から正のパルスが
与えられ、同様の動作が繰り返される。

【００１３】さてＳＩＴのトランジスタＱ４のスイッチ
ング時における過渡電流について説明する。一般にＳＩ
Ｔの各電極間の静電容量は非常に大きな値を示す。例え
ば電極間容量は以下のようになる。ゲート・ドレイン間容量：Ｃgd≒4000ｐＦ（Ｇ，Ｄ間電圧＝−１Ｖ）ゲート・ソース間容量：Ｃgs≒4000ｐＦ（Ｇ，Ｓ間電圧＝−１Ｖ）

【００１４】図３（ａ）に示すように帰線期間Ｔｒで
は、トランジスタＱ４は逆バイアスされており、図３
（ｃ）に示すようにドレイン電極には高圧のフライバッ
クパルスＶdsが生じる。このため前半の帰線期間Ｔr1
（時刻t₁〜t₂）でゲート・ドレイン間は充電され、後半
の帰線期間Ｔr2で放電される。このときの充放電回路は
次に示す経路となる。

【００１５】帰線期間の前半Ｔr1（充電）Ｑ４のドレイン→Ｑ４のゲート→抵抗Ｒ３ →トランジスタＱ３→負電源Ｖ_EE 帰線期間の後半Ｔr2（放電）正電源Ｖ_CC1 →トランジスタＱ２→抵抗Ｒ３ →Ｑ４のゲート→Ｑ４のドレイン

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】時刻t₁〜t₄ではトラン
ジスタＱ１が導通しており、トランジスタＱ２，Ｑ３の
ベースの電圧が下がっている。このためトランジスタＱ
２はオフし、トランジスタＱ３はオン状態となる。従っ
てトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖce
q2は、ほぼ電源Ｖ_CC1 とＶ_EEの電圧の絶対値の和となっ
ており、大きな値となる。

【００１７】このため帰線期間Ｔr2では、トランジスタ
Ｑ４のゲート・ドレイン間の放電電流がトランジスタＱ
２のベース・エミッタ間を通して流れる。このときのト
ランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間に高電圧が印加
されているので、その電力損失は大きなものとなる。こ
のように入力パルスの立下り時にトランジスタＱ２のコ
レクタ・エミッタ間に高電圧が印加されているので、そ
の電力損失が大きくなるような過渡電流が流れる。この
ためトランジスタＱ２は許容損失の大きなものを必要と
し、その価格も高かった。

【００１８】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、水平偏向回路のスイッチングト
ランジスタとしてＳＩＴを確実にオンオフさせると共
に、そのドライブ回路に用いられるトランジスタの電力
損失を最小限度に抑えることのできる水平偏向ドライブ
回路を実現することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は外部から入力さ
れる水平同期信号を増幅して低インピーダンスのスイッ
チングパルスを出力するＳＥＰＰ回路を含むドライブ回
路と、ドライブ回路からの出力によりオン・オフされる
静電誘導型のトランジスタを用いて、偏向コイル及び共
振用コンデンサに偏向電流を流す水平偏向回路と、を有
する水平偏向ドライブ回路であって、ドライブ回路の出
力端にカソードが接続され、前記ＳＥＰＰ回路の負電源
にアノードが接続された第１のダイオードと、ＳＥＰＰ
回路の正の電源に接続されるトランジスタのエミッタに
アノードが接続され、前記ＳＥＰＰ回路の出力端にカソ
ードが接続された第２のダイオードと、を設けたことを
特徴とするものである。

【００２０】

【作用】このような特徴を有する本発明によれば、外部
から同期パルス信号をＳＥＰＰ回路に与えると、この信
号は増幅され、低インピーダンスのスイッチングパルス
が水平偏向回路に出力される。水平偏向回路の静電誘導
型のトランジスタがオフとなると、偏向コイルの逆起電
圧により、このトランジスタのドレイン・ソース間の静
電容量に電荷が蓄積する。このとき第２のダイオードに
より正の電源に接続されるトランジスタのベースとＳＥ
ＰＰ回路の出力端の電位差は、第１のダイオードの順方
向降下電圧より大きくなる。従ってこの蓄積電荷は第１
のダイオードを介して放電することとなる。

【００２１】

【実施例】本発明の一実施例における水平偏向ドライブ
回路について図１を用いて説明する。本図において水平
偏向ドライブ回路１０はドライブ回路１１と水平偏向回
路１２により構成される。ドライブ回路１１には、コン
デンサＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、トランジスタＱ２，Ｑ
３、信号源Ｓ，電源Ｖ_CC1 ，Ｖ_EEが設けられていること
は従来例と同一であるので、その詳細な説明は省略す
る。又水平偏向回路１２も図２と示すものと同一であ
り、その詳細な説明は省略する。

【００２２】従来例と異なりドライブ回路１１には、ト
ランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間に第１のダイオ
ードＤ２が接続される。ダイオードＤ２は、そのカソー
ドがトランジスタＱ３のエミッタに接続され、アノード
はトランジスタＱ３のコレクタに接続される。更にトラ
ンジスタＱ２，Ｑ３の各エミッタ間に第２のダイオード
Ｄ３が順方向に挿入されている。ダイオードＤ２，Ｄ３
は通常のスイッチングダイオードが用いられている。

【００２３】次に本実施例のドライブ回路の動作につい
て説明する。前述した従来例と同一部分は図３に示すよ
うに同一の動作を行うので、詳細な説明は省略する。図
３（ｃ）に示すように前述の帰線期間Ｔr1では、トラン
ジスタＱ４のドレイン電圧Ｖdsが急激に上昇するので、
トランジスタＱ４のゲート・ドレイン間の静電容量Ｃgd
が図３（ｆ）に示すようにトランジスタＱ３を経て充電
される。次に後半の帰線期間Ｔr2では、トランジスタＱ
４のドレイン・ゲート間に充電された電荷は、負電源Ｖ
_EE，ダイオードＤ２，抵抗Ｒ３を介して放電される。こ
のとき正の電源Ｖcc1 ，抵抗Ｒ２，トランジスタＱ２の
ベース・エミッタ、ダイオードＤ３を介して放電回路が
更に形成される。しかしトランジスタＱ２の飽和時のベ
ース・エミッタ間順方向降下電圧Ｖ_BE（約 O.6Ｖ）にダ
イオードＤ３の順方向降下電圧Ｖf3が加わるので、トラ
ンジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のエミッタ間
電圧は、ダイオードＤ２の順方向降下電圧Ｖf2より高く
なる。このためトランジスタＱ２のベースとＳＥＰＰ出
力部とのスレッショルド電圧が大きくなり、ダイオード
Ｄ２の順方向降下電圧Ｖf2が多少大きくても、トランジ
スタＱ２がカットオフしたままである。このため静電容
量Ｃgdに蓄積された電荷の放電時にはトランジスタＱ２
に電流が流れず、過渡時の電力損失は発生しない。

【００２４】尚、ダイオードＤ３はＳＥＰＰ回路が正の
パルスを出力するとき順方向となっているため、そのア
ノード・カソード間の電圧は充分小さく、負のパルスを
出力するときには逆方向となっているため、このダイオ
ードＤ３による電力損失はわずかである。このようにト
ランジスタＱ２のエミッタにダイオードＤ３を順方向に
設けたことにより、等価的なトランジスタＱ２のベース
・エミッタ間電圧は上昇し、放電はダイオードＤ２のみ
を介して行われる。

【００２５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、水平偏向回路のスイッチングパルスを出力するＳＥ
ＰＰ回路において、その出力端と並列に第１のダイオー
ドを設け、正の電源に接続されるトランジスタのエミッ
タ回路に第２のダイオードを設けることにより、過渡時
に生じるＳＥＰＰ回路のトランジスタの電力損失を無く
すことができる。即ち静電誘導型のトランジスタのドレ
イン・ゲート間に偏向コイルの逆起電圧による電荷が蓄
積されても、その放電電流は第１のダイオードを介して
放電される。このためドライブ回路に用いるトランジス
タは小電力のもの、第１，第２のダイオードは順方向電
圧Ｖf の大きい搬用のものを用いることができ、安価な
水平偏向ドライブ回路が実現できるという効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における水平偏向ドライブ回
路の構成を示す回路図である。

【図２】従来の水平偏向ドライブ回路の一例を示す回路
図である。

【図３】ドライブ回路及び水平偏向回路の動作を示す信
号波形図である。

【符号の説明】

２信号源１０水平偏向ドライブ回路１１ドライブ回路１２水平偏向回路Ｑ１〜Ｑ３トランジスタＱ４ＳＩＴＤ１〜Ｄ３ダイオードＲ１〜Ｒ３抵抗Ｃ１〜Ｃ３コンデンサＬｙ偏向コイルＴ１チョークトランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】外部から入力される水平同期信号を増幅
して低インピーダンスのスイッチングパルスを出力する
ＳＥＰＰ回路を含むドライブ回路と、前記ドライブ回路からの出力によりオン・オフされる静
電誘導型のトランジスタを用いて、偏向コイル及び共振
用コンデンサに偏向電流を流す水平偏向回路と、を有す
る水平偏向ドライブ回路において、前記ドライブ回路の出力端にカソードが接続され、前記
ＳＥＰＰ回路の負電源にアノードが接続された第１のダ
イオードと、前記ＳＥＰＰ回路の正の電源に接続されるトランジスタ
のエミッタにアノードが接続され、前記ＳＥＰＰ回路の
出力端にカソードが接続された第２のダイオードと、を
設けたことを特徴とする水平偏向ドライブ回路。