JP3393416B2 - 偏平型陰極線管の水平偏向回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】この発明は、例えば偏平型陰極線
管に適用して好適な水平偏向回路に関する。 【０００２】 【従来の技術】図３は偏平型陰極線管（フラット型ＣＲ
Ｔ）１を示している。図において、１ａは電子銃（図示
せず）が配設されたネック部、１ｂはファンネル部、１
ｃはスクリーンパネル、１ｄはフロントパネル、１ｅは
スクリーンパネル１ｃ上に形成された蛍光面である。ス
クリーンパネル１ｃやフロントパネル１ｄ等は透明ガラ
スで形成されている。蛍光面１ｅは電子銃の中心軸に対
して比較的小さな角度で傾斜しており、この蛍光面１ｅ
に映し出される画像を電子銃の中心軸のほぼ垂直方向と
なるフロントパネル１ｄ側より観察するようになってい
る。 【０００３】図４は、本出願人が先に提案した偏平型陰
極線管の水平偏向回路および高圧発生回路を示してい
る。この例は、水平偏向回路および高圧発生回路を分離
しないコンベンショナルタイプに使用した例である。 【０００４】図において、１１は水平発振回路である。
１２は直流電圧＋Ｖｃｃが供給される電源端子である。
この電源端子１２はパルス状ノイズ除去用のローパスフ
ィルタを構成する抵抗器１３およびコンデンサ１４の直
列回路を介して接地され、これら抵抗器１３およびコン
デンサ１４の接続点Ｐ１より水平発振回路１１に電源が
供給される。 【０００５】水平発振回路１１より出力される水平発振
信号は抵抗器１５を介して水平ドライブトランジスタ１
６のベースに供給される。このトランジスタ１６のエミ
ッタは接地され、そのコレクタは負荷抵抗としての抵抗
器１７を介して接続点Ｐ１に接続される。また、トラン
ジスタ１６のコレクタおよび抵抗器１７の接続点は水平
出力回路を構成するＮチャネルエンハンスメント形のＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲートに接続される。 【０００６】トランジスタ１８のソースは接地され、そ
のドレインはフライバックトランス１９の１次側巻線１
９ａの一端に接続される。また、トランジスタ１８のド
レインと接地間には、共振コンデンサ２０および水平偏
向コイル２１とＳ字補正コンデンサ２２の直列回路が並
列に接続される。電源端子１２はパルス状ノイズ除去用
のローパスフィルタを構成するコイル２３およびコンデ
ンサ２４の直列回路を介して接地され、これらコイル２
３およびコンデンサ２４の接続点はフライバックトラン
ス１９の１次側巻線１９ａの他端に接続される。 【０００７】また、フライバックトランス１９の２次側
巻線１９ｂの一端は１次側巻線１９ａの一端に接続さ
れ、この２次側巻線１９ｂの他端は複数倍圧の高圧整流
回路２５に接続される。この高圧整流回路２５で２次側
巻線１９ｂの他端に得られるパルス電圧が整流され、端
子２６に高圧ＨＶが導出される。 【０００８】図５は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１８
の特性を示しており、横軸はドレイン・ソース間の電圧
ＶDS、縦軸はドレイン電流ＩDを示している。そして、
同図の曲線ａはトランジスタ１８のオン時における電圧
ＶDSと電流ＩDとの関係（オン特性）を示しており、曲
線ｂはトランジスタ１８のオフ時における電圧ＶDSと電
流ＩDとの関係（ダイオード特性）を示している。 【０００９】次に、図６の波形図を使用して水平偏向回
路の動作を説明する。 【００１０】水平発振回路１１より、図６Ａに示すよう
な発振出力がトランジスタ１６のベースに供給されると
き、トランジスタ１８のゲートには同図Ｂに示すように
水平ドライブパルスが供給される。 【００１１】水平出力回路の動作は以下のようになる。
なお、図６Ｃはドレイン電流、同図Ｄはドレイン電圧、
同図Ｅは共振コンデンサ電流、同図Ｆは偏向電流を示し
ている。 【００１２】トランジスタ１８のゲートに図６Ｂに示す
ような水平ドライブパルスが供給されるとき、偏向コイ
ル２１には同図Ｆに示すように偏向電流（のこぎり波電
流）が流れる。すなわち、トランジスタ１８のゲートに
正パルスが供給されるとトランジスタ１８はオンし、偏
向コイル２１に時間とともに直線的に増加する電流が流
れる（ｔ11〜ｔ12）。 【００１３】次に、トランジスタ１８のゲートに負パル
スが供給されるとトランジスタ１８がオフし、電流はイ
ンダクタンス慣性のために同方向に流れ続けて共振コン
デンサ２０を充電する。この充電電流は時間と共に減少
し、共振コンデンサ２０の電圧は増加する。充電電流が
ゼロとなり、共振コンデンサ２０の電圧（ドレイン電
圧）がピークに達する（ｔ12〜ｔ13）。 【００１４】次に、共振コンデンサ２０は偏向コイル２
１を通して放電し、その電圧は徐々に減少して偏向コイ
ル２１には逆向きの電流が増える。共振コンデンサ２０
の電圧がもとに戻り、逆向きの電流はピークに達する
（ｔ13〜ｔ14）。 【００１５】次に、偏向コイル２１の逆起電力のために
トランジスタ１８はダイオードとして導通し（図５の曲
線ｂのダイオード特性参照）、電流は同方向に流れ続け
る。電流の大きさは徐々に減少する（ｔ14〜ｔ15）。そ
して、トランジスタ１８のゲートに正パルスが供給され
てトランジスタ１８がオンとなると、今度はトランジス
タ１８のオン特性（図５の曲線ａの特性参照）でもって
導通し、電流は同方向に流れ続ける。電流の大きさは徐
々に減少して、ゼロとなる（ｔ15〜ｔ16）。 【００１６】次に、トランジスタ１８がオンとなってい
るため、偏向コイル２１には再び時間と共に直線的に増
加する電流が流れる。以上のサイクルでもって、偏向コ
イル２１に流れるのこぎり波電流が形成される。 【００１７】このように水平出力トランジスタとしてＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ１８が使用されるものでは、
ダンパダイオードが不要となるため、ダンパダイオード
によるパワー損失がなくなり、水平偏向回路におけるパ
ワー損失を低減できる。また、ＭＯＳ電界効果トランジ
スタ１８は、そのゲート・ソース間にゲートしきい値電
圧ＶTH以上の電圧を印加するだけでオン動作させること
ができるため、水平ドライブ回路が非常に簡単になると
共に、負荷抵抗を大きく選べるのでパワー損失が少なく
低消費電力化を図ることができる。 【００１８】 【発明が解決しようとする課題】しかし、図４の例の水
平偏向回路では、トランジスタ１８のオンオフ感度が良
いので、例えば陰極線管１の放電等によるパルス状ノイ
ズによってトランジスタ１８がオン状態となり、画像ノ
イズとして再現される等の問題点があった。 【００１９】また、トランジスタ１８のゲートしきい値
電圧ＶTHが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖoscより
低い場合には、水平発振回路１１が動作する前にトラン
ジスタ１８がオン状態となり、電源回路に過大電流が流
れてヒューズが切れる等の問題点があった。 【００２０】このように水平発振回路１１が動作する前
にトランジスタ１８がオン状態となることを防止するた
めに、水平ドライブ回路に時定数を持たせて電源電圧の
立ち上がりを遅らせることが提案されている。図７は水
平ドライブ回路に時定数を持たせた例であり、図４と対
応する部分には同一符号を付して示している。 【００２１】図において、抵抗器１３およびコンデンサ
１４の接続点Ｐ１は抵抗器２７およびコンデンサ２８の
直列回路を開始して接地され、これら抵抗器２７および
コンデンサ２８の接続点Ｐ２は抵抗器２９を介して接地
される。そして、水平ドライブトランジスタ１６のコレ
クタは抵抗器１７を介して接続点Ｐ２に接続される。 【００２２】図７の例のように構成することにより、パ
ワーオン時には接続点Ｐ１の電圧Ｖ１が水平発振回路１
１の発振開始電圧Ｖoscとなった後に接続点Ｐ２の電圧
Ｖ２がトランジスタ１８のゲートしきい値電圧ＶTHとな
るように設定できる（図８参照）。これにより、水平発
振回路１１が動作する前にトランジスタ１８がオン状態
となることを防止できる。しかしながら、水平ドライブ
回路の時定数を大きくとることは、水平出力回路の過渡
応答特性（スイッチング特性）を悪化させることにな
り、画像の安定動作が困難となる等の問題点があった。 【００２３】また、水平発振回路１１が動作する前にト
ランジスタ１８がオン状態となることを防止するため
に、トランジスタ１８としてそのゲートしきい値電圧Ｖ
THが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖoscより高いも
のを選別して使用することも考えられるが、ＭＯＳ電界
効果トランジスタの選別作業が必要となると共に、不適
合なＭＯＳ電界効果トランジスタは使用できなくなると
いった問題点があった。 【００２４】さらに、水平発振回路１１が動作する前に
トランジスタ１８がオン状態となることを防止するため
に、上述したように水平ドライブ回路に時定数を持たせ
て電源電圧の立ち上がりを遅らせる、あるいはＭＯＳ電
界効果トランジスタを選別して使用するものにあって
は、例えば陰極線管１の放電等によるパルス状ノイズが
ゲートに供給される場合、依然としてトランジスタ１８
がオン状態となって画像ノイズとして再現される等の問
題点があった。 【００２５】なお、水平偏向回路および高圧発生回路を
分離したセパレートタイプのもので、高圧出力トランジ
スタをＭＯＳ電界効果トランジスタを使用して構成した
ものにあっては、高圧出力トランジスタのゲートしきい
値電圧ＶTHが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖoscよ
り低い場合には水平発振回路１１が動作する前に高圧出
力トランジスタがオン状態となり、電源回路に過大電流
が流れてヒューズが切れる等の問題点があった。 【００２６】そこで、この発明では、水平ドライブ回路
に大きな時定数を持たせることなく水平出力回路や高圧
発生回路の誤動作を防止し、回路動作の信頼性と画像の
安定性の向上を図るものである。 【００２７】 【課題を解決するための手段】上述の課題は、水平発振
回路と水平ドライブトランジスタの負荷抵抗とが電源に
接続され、出力トランジスタとしてのＭＯＳ電界効果ト
ランジスタのゲートに水平ドライブトランジスタの出力
を直接結合する偏平型陰極線管の水平偏向回路におい
て、前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート／ソース
間に抵抗が接続され、前記ＭＯＳ電界効果トランジスタ
のドレインが、少なくとも、フライバックトランス又は
／及び水平偏向コイルに接続された構成を有し、当該偏
平型陰極線管のパワーオン後に、前記水平ドライブトラ
ンジスタの負荷抵抗と、前記ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタのゲート／ソース間の抵抗とにより分圧される電圧
を前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートに供給して
前記水平発振回路が動作する前にＭＯＳ電界効果トラン
ジスタがオンしないようにしたことを特徴とする偏平型
陰極線管の水平偏向回路によって解決される。 【００２８】 【００２９】 【作用】本発明に係る扁平型陰極線管の水平偏向回路に
おいては、水平出力トランジスタを構成するＭＯＳ電界
効果トランジスタ１８のゲートおよびソース間に抵抗３
１を挿入したため、この抵抗３１と水平ドライブトラン
ジスタ１６の負荷抵抗１７とにより分圧される電圧によ
って、パワーオン後に水平発振回路１１が動作するまで
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲート電圧はゲート
しきい値電圧ＶTH以下に保持される。これにより、水平
発振回路１１が動作する前にＭＯＳ電界効果トランジス
タ１８がオン状態となることがなく、フライバックトラ
ンス又は／及び水平偏向コイル等の水平出力回路に過大
電流が流れて電源回路のヒューズが切れる等の不都合を
防止でき、水平偏向回路の信頼性を上げることが可能と
なる。 【００３０】また、水平発振回路１１が動作する前に、
ＭＯＳ電界効果トランジスタ１８がオン状態となるのを
防止するために、ドライブ回路に大きな時定数を持たせ
るものでなく、水平出力回路の過渡応答特性（スイッチ
ング特性）を悪化させることがなく、画像の安定性を損
ねることもない。 【００３１】また、水平出力トランジスタを構成するＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ１８としてゲートしきい値電
圧ＶTHが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖoscより高
いものを選別して使用するものでもなく、ＭＯＳ電界効
果トランジスタの選別作業が不要となると共に、不適合
なＭＯＳ電界効果トランジスタは使用できなくなるとい
った不都合もなくなる。 【００３２】また、水平出力トランジスタを構成するＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲートおよびソース間
に抵抗素子３１を挿入したため、ゲートおよびソース間
のインピーダンスを低くでき、陰極線管１の放電等によ
るパルス状ノイズがゲートに供給されてもＭＯＳ電界効
果トランジスタ１８はオン状態となることがなく、画像
ノイズとして再現されるのを防止することが可能とな
る。 【００３３】 【００３４】 【００３５】 【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の第１
実施例について説明する。本例は、高圧発生回路と水平
偏向回路とを分離しないコンベンショナルタイプに適用
した例である。この図１において、図４と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。 【００３６】図において、水平出力トランジスタを構成
するＭＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲートおよびソ
ース間に抵抗器３１を接続する。この抵抗器３１の抵抗
値Ｒは、接続点Ｐ１の電圧Ｖ１が水平発振回路１１の発
振開始電圧Ｖoscとなるとき、抵抗器１７および３１の
接続点の電圧、従ってトランジスタ１８のゲート電圧Ｖ
GがＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートしきい値電圧
ＶTH（≒２．５Ｖ〜４．５Ｖ）より低くなるように設定
される。 【００３７】例えば、水平発振回路１１の発振開始電圧
Ｖoscが３Ｖ、抵抗器１７の抵抗値ＲLが２．７ｋΩであ
るとき、抵抗値Ｒは６．８ｋΩに設定される。この場
合、ゲート電圧ＶGは、（１）式に示すようになる。 【００３８】 ＶG＝Ｖosc×Ｒ／（Ｒ＋ＲL） ＝３×６．８／（２．７＋６．８） ≒２．１５Ｖ ・・・（１） 本例は以上のように構成され、その他は図４の例と同様
に構成される。 【００３９】本例においては、水平出力トランジスタを
構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲートおよ
びソース間に抵抗器３１を挿入したため、パワーオン後
に接続点Ｐ１の電圧Ｖ１が発振開始電圧Ｖoscとなって
水平発振回路１１が動作するまでトランジスタ１８のゲ
ート電圧ＶGはＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートし
きい値電圧ＶTH以下に保持される。したがって、水平発
振回路１１が動作する前にトランジスタ１８がオン状態
となることがなく、水平出力回路に過大電流が流れて電
源回路のヒューズが切れる等の不都合を防止でき、回路
の信頼性を上げることができる。 【００４０】また、水平発振回路１１が動作する前にト
ランジスタ１８がオン状態となるのを防止するために、
図７の例のように水平ドライブ回路に大きな時定数を持
たせるものでなく、水平出力回路の過渡応答特性（スイ
ッチング特性）を悪化させることがなく、画像の安定性
を損ねることはない。 【００４１】また、トランジスタ１８としてゲートしき
い値電圧ＶTHが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖosc
より高いものを選別して使用するものでもなく、ＭＯＳ
電界効果トランジスタの選別作業が不要となると共に、
不適合なＭＯＳ電界効果トランジスタは使用できなくな
るといった不都合を回避できる。 【００４２】また、トランジスタ１８のゲートおよびソ
ース間に抵抗器３１を挿入したため、トランジスタ１８
のゲートおよびソース間のインピーダンスを低くでき、
陰極線管１の放電等によるパルス状ノイズがゲートに供
給されてもトランジスタ１８はオン状態となることがな
く、画像ノイズとして再現されるのを防止できる。 【００４３】次に、図２を参照しながら、この発明の第
２実施例について説明する。本例は高圧発生回路と水平
偏向回路を分離したセパレートタイプのものを示してい
る。この図２において、図１と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。 【００４４】図において、水平ドライブトランジスタ１
６のコレクタおよび抵抗器１７の接続点は、高圧出力ト
ランジスタを構成するＮチャネルエンハンスメント形の
ＭＯＳ電界効果トランジスタ３２のゲートに接続され
る。このトランジスタ３２のソースは接地され、そのド
レインはフライバックトランス１９の１次側巻線１９ａ
の中点タップに接続される。そして、このトランジスタ
３２のドレインと接地間に共振コンデンサ３３が接続さ
れる。 【００４５】また、フライバックトランス１９の１次側
巻線１９ａおよび２次側巻線１９ｂの接続点は整流平滑
回路を構成するダイオード３４およびコンデンサ３５の
直列回路を介して接地される。上述した水平出力トラン
ジスタを構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ１８のド
レインはチョークコイル３６およびキーストン補正回路
３７を介してダイオード３４およびコンデンサ３５の接
続点（整流平滑回路の出力側）Ｐ３に接続される。これ
により、接続点Ｐ３に得られる電圧が垂直周期ののこぎ
り波信号で変調された後に水平出力回路に電源として供
給されることとなり、キーストン歪の補正が行なわれ
る。 【００４６】上述せずも、偏平型陰極線管１では、その
構造からキーストン歪（逆台形状歪）が生じる。つま
り、水平偏向走査は蛍光面１ｅの上部から下部に向けて
行なわれるが、図３に示すように上部の偏向角θ１と下
部の偏向角θ２が異なるため、一定の偏向電力（電流）
で水平偏向走査をするときには下部に近づくにつれて走
査振幅が小さくなり、キーストン歪が生じることにな
る。 【００４７】このキーストン歪を補正するためには、蛍
光面１ｅを上部から下部に走査するにつれてダイナミッ
クに水平偏向電流Ｉppを大きくしていく必要がある。こ
こで、水平偏向回路の電源電圧ｅoと水平偏向電流Ｉpp
には、水平偏向コイルのインダクタンスをＬy、水平走
査期間をＴｓとすると、 ｅo＝Ｌy（Ｉpp／Ｔｓ） ＝Ｋ・Ｉpp なる関係がある。ここで、Ｋ＝（Ｌy／Ｔｓ）である。 【００４８】すなわち、水平偏向電流Ｉppをダイナミッ
クに増加させるためには、電源電圧ｅoをダイナミック
に変えていく必要がある。これを実現するために、上述
したようにキーストン補正回路３７でもって水平出力回
路の電源電圧が垂直周期ののこぎり波信号で変調され
る。 【００４９】また、高圧出力トランジスタを構成するＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ３２のゲートおよびソース間
に抵抗器３８を接続する。この抵抗器３８の抵抗値Ｒ
は、図１の例の抵抗器３１と同様に、接続点Ｐ１の電圧
Ｖ１が水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖoscとなると
き、抵抗器１７および３８の接続点の電圧、従ってトラ
ンジスタ３２のゲート電圧ＶGがＭＯＳ電界効果トラン
ジスタのゲートしきい値電圧ＶTH（≒２．５Ｖ〜４．５
Ｖ）より低くなるように設定される。 【００５０】本例は以上のように構成され、その他は図
１の例と同様に構成される。 【００５１】本例では、高圧出力トランジスタとしてＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ３２を使用して構成されてお
り、その動作は上述した水平出力回路の動作と同様であ
る。ダンパダイオードが不要となるため、ダンパダイオ
ードによるパワー損失がなくなり、高圧発生回路におけ
るパワー損失を低減できる。 【００５２】また、ＭＯＳ電界効果トランジスタ３２
は、そのゲートに電圧を印加するだけでオンオフ制御さ
れるため、ドライブ回路が非常に簡単になると共に、負
荷抵抗を大きく選べるのでパワー損失が少なくて済む利
益がある。したがって、本例のようにトランジスタ１６
のみで、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１８，３２の双方
をドライブ制御することができる。 【００５３】本例においては、高圧出力トランジスタを
構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ３２のゲートおよ
びソース間に抵抗器３８を挿入したため、パワーオン後
に接続点Ｐ１の電圧Ｖ１が発振開始電圧Ｖoscとなって
水平発振回路１１が動作するまでトランジスタ３２のゲ
ート電圧はゲートしきい値電圧ＶTH以下に保持される。
これにより、水平発振回路１１が動作する前にトランジ
スタ３８がオン状態となることがなく、高圧出力回路に
過大電流が流れて電源回路のヒューズが切れる等の不都
合を防止でき、回路の信頼性を上げることができる。 【００５４】また、水平発振回路１１が動作する前にト
ランジスタ３２がオン状態となるのを防止するために、
水平ドライブ回路に大きな時定数を持たせるものでな
く、水平出力回路の過渡応答特性（スイッチング特性）
を悪化させることがなく、画像の安定性を損ねることは
なくなる。 【００５５】また、トランジスタ３２としてゲートしき
い値電圧ＶTHが水平発振回路１１の発振開始電圧Ｖosc
より高いものを選別して使用するものでもなく、ＭＯＳ
電界効果トランジスタの選別作業が不要となると共に、
不適合なＭＯＳ電界効果トランジスタは使用できなくな
るといった不都合を回避できる。 【００５６】また、抵抗器３８は水平出力トランジスタ
を構成するＭＯＳ電界効果トランジスタ１８のゲートお
よびソース間に挿入されたと考えることもできる。その
ため、トランジスタ１８のゲートおよびソース間のイン
ピーダンスを低くでき、陰極線管の放電等によるパルス
状ノイズがゲートに供給されてもトランジスタ１８はオ
ン状態となることがなく、画像ノイズとして再現される
ことを防止することができる。 【００５７】なお、図２の例ではトランジスタ１６でも
ってＭＯＳ電界効果トランジスタ１８，３２の双方をド
ライブ制御するようにしたものであるが、トランジスタ
１８，３２をそれぞれ別個のトランジスタでドライブ制
御してもよいことは勿論である。 【００５８】 【発明の効果】以上のように、本発明に係る扁平型陰極
線管を駆動する水平偏向回路によれば、ＭＯＳ電界効果
トランジスタのゲートに水平ドライブトランジスタの出
力を直接結合する偏平型陰極線管の水平偏向回路におい
て、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート／ソース間に
抵抗が接続され、このＭＯＳ電界効果トランジスタのド
レインが、少なくとも、フライバックトランス又は／及
び水平偏向コイルに接続された構成を有し、当該偏平型
陰極線管のパワーオン後に、水平ドライブトランジスタ
の負荷抵抗と、ＭＯＳ型電界効果トランジスタのゲート
／ソース間の抵抗とにより分圧される電圧をＭＯＳ電界
効果トランジスタのゲートに供給して水平発振回路が動
作する前にＭＯＳ電界効果トランジスタがオンしないよ
うにしたものである。 【００５９】この構成によって、パワーオン後に水平発
振回路が動作するまで水平出力用のＭＯＳ電界効果トラ
ンジスタのゲート電圧をゲートしきい値電圧以下に保持
することができる。したがって、水平発振回路が動作す
る前に当該ＭＯＳ電界効果トランジスタがオン状態とな
ることがなく、フライバックトランス又は／及び水平偏
向コイル等の水平出力回路に過大電流が流れて電源回路
のヒューズが切れる等の不都合を防止でき、水平偏向回
路の信頼性を上げることができる。 【００６０】また、水平出力用のＭＯＳ電界効果トラン
ジスタのゲートとソースとの間に接続された抵抗によっ
て、ゲートおよびソース間のインピーダンスを低くで
き、陰極線管の放電等によるパルス状ノイズがゲートに
供給されても、このＭＯＳ電界効果トランジスタがオン
状態となることがなく、画像ノイズとして再現されるの
を防止できる。 【００６１】 【００６２】

【図面の簡単な説明】 【図１】この発明に係る水平偏向回路の第１実施例の構
成を示す接続図である。 【図２】この発明に係る水平偏向回路の第２実施例の構
成を示す接続図である。 【図３】偏平型陰極線管（フラット型ＣＲＴ）を示す平
面図および側面図である。 【図４】水平偏向回路および高圧発生回路の一例の構成
を示す接続図である。 【図５】ＭＯＳ電界効果トランジスタの特性を示す図で
ある。 【図６】図４の例の各部の波形を示す波形図である。 【図７】水平偏向回路および高圧発生回路の一例の構成
を示す接続図である。 【図８】図７の例の動作を説明するための電圧推移図で
ある。 【符号の説明】 １ 偏平型陰極線管 １１ 水平発振回路 １２ 電源端子 １３，１５，１７，３１，３８ 抵抗器 １４，２４，３５ コンデンサ １６ 水平ドライブトランジスタ １８，３２ ＭＯＳ電界効果トランジスタ １９ フライバックトランス ２０，３３ 共振コンデンサ ２１ 水平偏向コイル ２２ Ｓ字補正コンデンサ ２３ コイル ２５ 高圧整流回路 ３４ ダイオード ３６ チョークコイル ３７ キーストン補正回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−304775（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−14616（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−145779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−56576（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−159171（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−70465（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−93871（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−125078（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 3/16

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 水平発振回路と水平ドライブトランジス
   タの負荷抵抗とが電源に接続され、出力トランジスタと
   してのＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートに水平ドラ
   イブトランジスタの出力を直接結合する偏平型陰極線管
   の水平偏向回路において、 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート／ソース間に
   抵抗が接続され、 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのドレインが、少なく
   とも、フライバックトランス又は／及び水平偏向コイル
   に接続された構成を有し、 当該偏平型陰極線管のパワーオン後に、前記水平ドライ
   ブトランジスタの負荷抵抗と、前記ＭＯＳ型電界効果ト
   ランジスタのゲート／ソース間の抵抗とにより分圧され
   る電圧を前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートに供
   給して前記水平発振回路が動作する前にＭＯＳ電界効果
   トランジスタがオンしないようにした ことを特徴とする
   偏平型陰極線管の水平偏向回路。