JPH05260743A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方式 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方式Info
- Publication number
- JPH05260743A JPH05260743A JP8995192A JP8995192A JPH05260743A JP H05260743 A JPH05260743 A JP H05260743A JP 8995192 A JP8995192 A JP 8995192A JP 8995192 A JP8995192 A JP 8995192A JP H05260743 A JPH05260743 A JP H05260743A
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- output
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路の大幅な簡素化が実現できるようにし、
小型化と信頼性の向上を図れるようにする。 【構成】 ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧を分
圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって検出して、シャント・レ
ギレータ２４の基準電圧と比較し、誤差信号をフォトカ
プラ２２を介してＰＷＭ回路６に帰還して、出力電圧Ｖ
OUTの安定化を図る。また補助電源回路１３の出力端子
と分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点との間に、抵抗Ｒ５
を挿入することで、シャント・レギレータ２４の基準電
圧よりも低い出力電圧ＶOUTを取り出せるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧制御回路を実現する。
小型化と信頼性の向上を図れるようにする。 【構成】 ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧を分
圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって検出して、シャント・レ
ギレータ２４の基準電圧と比較し、誤差信号をフォトカ
プラ２２を介してＰＷＭ回路６に帰還して、出力電圧Ｖ
OUTの安定化を図る。また補助電源回路１３の出力端子
と分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点との間に、抵抗Ｒ５
を挿入することで、シャント・レギレータ２４の基準電
圧よりも低い出力電圧ＶOUTを取り出せるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧制御回路を実現する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源盤に用いられるＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧制御方式に関し、特に低出
力電圧用の出力電圧制御方式に関する。
−ＤＣコンバータの出力電圧制御方式に関し、特に低出
力電圧用の出力電圧制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＥＣＬの電源用などとして用いられる従
来の電源盤のＤＣ−ＤＣコンバータ部を図２に示す。こ
の図で、入力端子１ａ，１ｂから入力される一次側直流
電源（ＤＣ入力）は、コンデンサ３、スイッチング用の
電界効果トランジスタ４（以下、ＦＥＴ４という）を介
してトランス５の一次巻線５ａに供給される。ＦＥＴ４
は、パルス幅変調回路６（以下、ＰＷＭ回路６という）
からの制御信号によってスイッチングが行なわれる。ト
ランス５の二次巻線５ｂに発生した交流出力は、ダイオ
ード７とコンデンサ８によって整流・平滑され、所定電
圧に安定化された直流電源（ＤＣ出力）が出力端子２
ａ，２ｂに取り出される。また、トランス５の別の二次
巻線５ｃに接続されたダイオード９、定電圧回路１０お
よび平滑コンデンサ１１，１２からなる補助電源回路１
３で作られた直流電源は、誤差増幅回路１４などに給電
される。
来の電源盤のＤＣ−ＤＣコンバータ部を図２に示す。こ
の図で、入力端子１ａ，１ｂから入力される一次側直流
電源（ＤＣ入力）は、コンデンサ３、スイッチング用の
電界効果トランジスタ４（以下、ＦＥＴ４という）を介
してトランス５の一次巻線５ａに供給される。ＦＥＴ４
は、パルス幅変調回路６（以下、ＰＷＭ回路６という）
からの制御信号によってスイッチングが行なわれる。ト
ランス５の二次巻線５ｂに発生した交流出力は、ダイオ
ード７とコンデンサ８によって整流・平滑され、所定電
圧に安定化された直流電源（ＤＣ出力）が出力端子２
ａ，２ｂに取り出される。また、トランス５の別の二次
巻線５ｃに接続されたダイオード９、定電圧回路１０お
よび平滑コンデンサ１１，１２からなる補助電源回路１
３で作られた直流電源は、誤差増幅回路１４などに給電
される。
【０００３】この誤差増幅器１４では、抵抗Ｒ１，Ｒ２
からなる分圧回路によって出力端子２ａ，２ｂに現われ
る直流電源電圧ＶOUTが検出され、比較回路１６の非反
転入力端子に加えられる。この比較回路１６の反転入力
端子には、定電圧ダイオード１７の電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ
４によって分圧された基準電圧が加えられている。な
お、この定電圧ダイオード１７は抵抗２０を介して補助
電源回路１３の出力端子に接続されている。出力電圧Ｖ
OUTを基準電圧と比較することによって得られた誤差信
号は、この誤差増幅器１４で増幅されたあと、トランジ
スタ２１に接続されたフォトカプラ２２を介して一次側
のＰＷＭ回路６に帰還され、二次側の出力電圧ＶOUTの
安定化が図られる。
からなる分圧回路によって出力端子２ａ，２ｂに現われ
る直流電源電圧ＶOUTが検出され、比較回路１６の非反
転入力端子に加えられる。この比較回路１６の反転入力
端子には、定電圧ダイオード１７の電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ
４によって分圧された基準電圧が加えられている。な
お、この定電圧ダイオード１７は抵抗２０を介して補助
電源回路１３の出力端子に接続されている。出力電圧Ｖ
OUTを基準電圧と比較することによって得られた誤差信
号は、この誤差増幅器１４で増幅されたあと、トランジ
スタ２１に接続されたフォトカプラ２２を介して一次側
のＰＷＭ回路６に帰還され、二次側の出力電圧ＶOUTの
安定化が図られる。
【０００４】ここで、二次側の出力電圧ＶOUTは、抵抗
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれ R1，R2，R
3，R4 とし、定電圧ダイオード１７の電圧Ｖzをとする
と、次式で設定される。 ＶOUT＝[{R4(R1+R2)}／｛R2(R3+R4)}]・Ｖz
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値をそれぞれ R1，R2，R
3，R4 とし、定電圧ダイオード１７の電圧Ｖzをとする
と、次式で設定される。 ＶOUT＝[{R4(R1+R2)}／｛R2(R3+R4)}]・Ｖz
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧制御回路では、部品点数が非
常に多いため実装が容易でなかったり、回路の信頼性上
にも問題があった。また電源盤の高価格化を招くという
問題もあった。
ＤＣコンバータの出力電圧制御回路では、部品点数が非
常に多いため実装が容易でなかったり、回路の信頼性上
にも問題があった。また電源盤の高価格化を招くという
問題もあった。
【０００６】本発明は、このような従来の技術が有する
課題を解決するために提案されたものであり、回路構成
を簡素化でき、信頼性を高められるＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧制御回路を提供することを目的とする。
課題を解決するために提案されたものであり、回路構成
を簡素化でき、信頼性を高められるＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧制御回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧を
分圧用抵抗によって検出し、検出電圧を基準電圧と比較
して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、二次側の出力
電圧を安定化させるために、この誤差信号を一次側のス
イッチング素子を制御するパルス幅変調回路に帰還する
帰還回路とを有するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制
御回路において、上記誤差増幅回路は、上記分圧用抵抗
で検出した検出電圧を、内蔵の基準電圧と比較して誤差
信号を出力するシャント・レギュレータで構成してあ
る。
に本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧を
分圧用抵抗によって検出し、検出電圧を基準電圧と比較
して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、二次側の出力
電圧を安定化させるために、この誤差信号を一次側のス
イッチング素子を制御するパルス幅変調回路に帰還する
帰還回路とを有するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制
御回路において、上記誤差増幅回路は、上記分圧用抵抗
で検出した検出電圧を、内蔵の基準電圧と比較して誤差
信号を出力するシャント・レギュレータで構成してあ
る。
【０００８】また本発明による出力電圧制御回路は、上
記誤差増幅回路が、上記分圧用抵抗で検出した検出電圧
に、給電用の補助電源回路からの出力電圧を抵抗を介し
て重畳する構成としてある。
記誤差増幅回路が、上記分圧用抵抗で検出した検出電圧
に、給電用の補助電源回路からの出力電圧を抵抗を介し
て重畳する構成としてある。
【０００９】
【作用】上述した請求項１に対応する構成によれば、シ
ャント・レギュレータによって二次側の出力電圧の検出
電圧を内蔵の基準電圧と比較して誤差信号を取り出し、
パルス幅変調回路に出力できる。シャント・レギュレー
タを用いることで回路の構成が簡単化される。
ャント・レギュレータによって二次側の出力電圧の検出
電圧を内蔵の基準電圧と比較して誤差信号を取り出し、
パルス幅変調回路に出力できる。シャント・レギュレー
タを用いることで回路の構成が簡単化される。
【００１０】また、請求項２に対応する構成によれば、
二次側の出力電圧を分圧する分圧用抵抗の中点（接続
点）に、二次側の出力電圧と補助電源電圧の直列電圧の
分電圧を重畳をすることができ、シャント・レギュレー
タの基準電圧よりも低い出力電圧を制御できる。
二次側の出力電圧を分圧する分圧用抵抗の中点（接続
点）に、二次側の出力電圧と補助電源電圧の直列電圧の
分電圧を重畳をすることができ、シャント・レギュレー
タの基準電圧よりも低い出力電圧を制御できる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧制御回路の具体的な実施例を図面に基づき詳細
に説明する。なお、説明にあたっては従来例と同様部分
に同一符号を付して重複する部分の説明を一部省略す
る。図１の回路図に、この出力電圧制御回路の一実施例
を示す。この図で、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力
を取り出す出力端子２ａ，２ｂには、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
直列回路からなる分圧回路が接続され、これら抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点から出力電圧の検出電圧を取り出して
いる。この検出電圧は、誤差増幅回路２３の一部を構成
するシャント・レギュレータ２４の制御入力端子に加え
られる。このシャント・レギュレータ２４には、市販の
たとえばＴＬ４３１タイプが用いられる。また、抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点と補助電源回路１３の出力端子の間に
抵抗Ｒ５を挿入して、シャント・レギュレータ２４に入
力しており、このシャント・レギュレータ２４により出
力電圧ＶOUTの検出電圧とシャント・レギュレータ内蔵
の基準電圧（２．５Ｖ）ＶREFと比較している。なお、
シャント・レギュレータ２４のカソード側は抵抗２５と
コンデンサ２６の直列回路を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２の接
続点に接続され、アノード側は出力端子２ｂ側に接続さ
れる。
出力電圧制御回路の具体的な実施例を図面に基づき詳細
に説明する。なお、説明にあたっては従来例と同様部分
に同一符号を付して重複する部分の説明を一部省略す
る。図１の回路図に、この出力電圧制御回路の一実施例
を示す。この図で、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力
を取り出す出力端子２ａ，２ｂには、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
直列回路からなる分圧回路が接続され、これら抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点から出力電圧の検出電圧を取り出して
いる。この検出電圧は、誤差増幅回路２３の一部を構成
するシャント・レギュレータ２４の制御入力端子に加え
られる。このシャント・レギュレータ２４には、市販の
たとえばＴＬ４３１タイプが用いられる。また、抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点と補助電源回路１３の出力端子の間に
抵抗Ｒ５を挿入して、シャント・レギュレータ２４に入
力しており、このシャント・レギュレータ２４により出
力電圧ＶOUTの検出電圧とシャント・レギュレータ内蔵
の基準電圧（２．５Ｖ）ＶREFと比較している。なお、
シャント・レギュレータ２４のカソード側は抵抗２５と
コンデンサ２６の直列回路を介して抵抗Ｒ１，Ｒ２の接
続点に接続され、アノード側は出力端子２ｂ側に接続さ
れる。
【００１２】また、補助電源回路１３の出力端子はフォ
トカプラ２２を構成する発光ダイオード２２ａのアノー
ドに接続され、この発光ダイオード２２ａのカソードは
電流制限抵抗２７を介してシャント・レギュレータ２４
のカソード側に接続される。フォトカプラ２２のフォト
トランジスタ２２ｂは、ＰＷＭ回路６の入力端子に接続
される。
トカプラ２２を構成する発光ダイオード２２ａのアノー
ドに接続され、この発光ダイオード２２ａのカソードは
電流制限抵抗２７を介してシャント・レギュレータ２４
のカソード側に接続される。フォトカプラ２２のフォト
トランジスタ２２ｂは、ＰＷＭ回路６の入力端子に接続
される。
【００１３】このように構成される出力電圧制御回路で
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧ＶOUTの検
出電圧をシャント・レギュレータ２４の基準電圧ＶREF
と比較することができ、比較することで取り出された誤
差信号がフォトカプラ２２を介してＰＷＭ回路６に帰還
される。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
安定化できる。出力電圧ＶOUTは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
５の抵抗値をそれぞれ R1，R2，R5 としたとき、次式に
よって設定される。 正出力 ＶOUT＝{ＶREF(R1R2+R1R5+R2R5)-ＶccR1R2}／R2R5 負出力 −ＶOUT＝{ＶREF(R1R2+R1R5+R2R5)-ＶccR1R2}／{R2(R1+R5)}
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧ＶOUTの検
出電圧をシャント・レギュレータ２４の基準電圧ＶREF
と比較することができ、比較することで取り出された誤
差信号がフォトカプラ２２を介してＰＷＭ回路６に帰還
される。これによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
安定化できる。出力電圧ＶOUTは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
５の抵抗値をそれぞれ R1，R2，R5 としたとき、次式に
よって設定される。 正出力 ＶOUT＝{ＶREF(R1R2+R1R5+R2R5)-ＶccR1R2}／R2R5 負出力 −ＶOUT＝{ＶREF(R1R2+R1R5+R2R5)-ＶccR1R2}／{R2(R1+R5)}
【００１４】このようにこの出力電圧制御回路では、市
販の安価なシャント・レギュレータ２４を用いて誤差増
幅回路２３を構成しているので、大幅に構成が簡略化さ
れている。また、補助電源回路１３の出力と分圧回路の
中点（抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点）との間に抵抗Ｒ５を挿
入することにより、シャント・レギュレータ内蔵の基準
電圧（２．５Ｖ）ＶREFよりも低い出力電圧ＶOUTを制御
できるＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路を実現できる。
販の安価なシャント・レギュレータ２４を用いて誤差増
幅回路２３を構成しているので、大幅に構成が簡略化さ
れている。また、補助電源回路１３の出力と分圧回路の
中点（抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点）との間に抵抗Ｒ５を挿
入することにより、シャント・レギュレータ内蔵の基準
電圧（２．５Ｖ）ＶREFよりも低い出力電圧ＶOUTを制御
できるＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路を実現できる。
【００１５】なお、本発明は上述した実施例に限定され
ず、要旨の範囲内で種々の変更実施が可能である。
ず、要旨の範囲内で種々の変更実施が可能である。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、市
販の安価なシャント・レギュレータを用いて誤差増幅回
路を構成しているので、出力電圧制御回路の構成を大幅
に簡略化することができる。これにより、従来の回路に
比べて大幅なコストの低減、実装の容易化、小型化を図
れるとともに、制御回路の信頼性の向上を図れるという
効果がある。また、補助電源回路の出力端子と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を検出する分圧抵抗の検出電
圧取出し点との間に、抵抗を挿入したので、シャント・
レギュレータの基準電圧よりも低い出力電圧を制御する
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御回路を構成でき
る。
販の安価なシャント・レギュレータを用いて誤差増幅回
路を構成しているので、出力電圧制御回路の構成を大幅
に簡略化することができる。これにより、従来の回路に
比べて大幅なコストの低減、実装の容易化、小型化を図
れるとともに、制御回路の信頼性の向上を図れるという
効果がある。また、補助電源回路の出力端子と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を検出する分圧抵抗の検出電
圧取出し点との間に、抵抗を挿入したので、シャント・
レギュレータの基準電圧よりも低い出力電圧を制御する
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御回路を構成でき
る。
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
制御回路の一実施例を示す回路図である。
制御回路の一実施例を示す回路図である。
【図２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御回
路を示す回路図である。
路を示す回路図である。
４ スイッチング用のＦＥＴ ５ トランス ６ ＰＷＭ回路 １３ 補助電源回路 ２２ フォトカプラ ２４ シャントレギュレータ Ｒ１，Ｒ２ 分圧用の抵抗 Ｒ５ 挿入用の抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側出力電圧
を分圧用抵抗によって検出し、検出電圧を基準電圧と比
較して誤差信号を出力する誤差増幅回路と、二次側の出
力電圧を安定化させるために、この誤差信号を一次側の
スイッチング素子を制御するパルス幅変調回路に帰還す
る帰還回路とを有するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
制御回路において、 上記誤差増幅回路は、上記分圧用抵抗で検出した検出電
圧を、内蔵の基準電圧と比較して誤差信号を出力するシ
ャント・レギュレータで構成されることを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧制御回路。 - 【請求項２】 上記誤差増幅回路は、上記分圧用抵抗で
検出した検出電圧に、給電用の補助電源回路からの出力
電圧を抵抗を介して重畳することを特徴とする特徴とす
る請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8995192A JP2908113B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8995192A JP2908113B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260743A true JPH05260743A (ja) | 1993-10-08 |
| JP2908113B2 JP2908113B2 (ja) | 1999-06-21 |
Family
ID=13985012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8995192A Expired - Lifetime JP2908113B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2908113B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1887682A3 (de) * | 2006-08-08 | 2015-07-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltnetzteil mit Transformator |
-
1992
- 1992-03-13 JP JP8995192A patent/JP2908113B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1887682A3 (de) * | 2006-08-08 | 2015-07-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltnetzteil mit Transformator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2908113B2 (ja) | 1999-06-21 |
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