JPH05250049A

JPH05250049A - 小電圧降下電圧調整器

Info

Publication number: JPH05250049A
Application number: JP4240489A
Authority: JP
Inventors: Vanni Poletto; ヴァニ・ポレートー; Marco Morelli; マルコ・モレーリ
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1991-09-09
Filing date: 1992-09-09
Publication date: 1993-09-28
Also published as: EP0531945A2; ITTO910688A1; ITTO910688A0; US5373225A; IT1250301B; EP0531945A3

Abstract

(57)【要約】【目的】改善された偏差、調整及び速度性能特性を持
ち、等価直列抵抗の小さい高周波出力コンデンサを使用
する時でさえ、良い周波数安定性を呈する。【構成】Ｐ型パワートランジスタ(6)の入力端子(2)、
出力端子(4)をそれぞれ電圧源(13)、負荷(5)に接続し、
制御端子を演算増幅器(21)の出力で駆動する。演算増幅
器の非反転入力端子(＋)に基準電圧源(13)を接続すると
共に反転入力端子(−)を上記出力端子に接続する。演算
増幅器の入出力端子間にコンデンサ(26)を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、小電圧降下電圧調整
器に関するものである。電圧調整器とは、所定の物理的
出力量を自動的に変更して、この電圧調整器に影響する
他の外乱量が変動するにもかかわらず前記出力量を所定
の範囲内に維持する装置に関するものである。

【０００２】このような装置には、周波数を補償すると
同時に装置の精度を維持するという相反する要件があ
る。

【０００３】自動調整装置を通常特徴付ける定格パラメ
ータとしては下記のものがある。即ち、ａ．偏差。これは、装置の大量生産に影響する多数の要
因のせいで基準入力量に対する出力量の変動として定義
され、且つ有限の入力量を使用して定常状態下で測定さ
れなければならない。ｂ．調整。これは、外乱量の変動による出力量の変動と
して定義され、且つ有限の範囲内で変化する外乱量を使
用して定常状態下で測定されなければならない。ｃ．安定時間。これは、外乱量が急激に変動したのに続
き出力量を正しい値に回復させるのにかかった時間であ
り、且つ有限の変動速度及び振幅を有する外乱量を使用
して測定されなければならない。ｄ．ピーク偏差。これは、点ｃで特定されたように速い
過渡外乱が存在する場合に、出力量の正常動作値からの
最大偏差として定義され、且つ点ｃにおけるのと同じ状
態下で測定されなければならない。

【０００４】問題の特定の場合には、電圧調整器は、特
別に定められた電流量ではないが有限の電流量を吸収す
る負荷又はユーザ装置に印加される電圧を調整するため
の回路である。負荷及び電圧調整器には電圧源から電源
電圧が供給され、そして多分正確ではあるが、電流供給
容量が小さい電源から基準電圧も入手できる。電圧調整
器に供給される基準電圧は出力電圧と比較される量を表
し、そして電圧調整器の為の外乱は事実上、負荷へ供給
される電流及び電源電圧から成り、これら両者の変動は
出力電圧に影響する。

【０００５】市場での現在の需要は、偏差及び調整特性
が極めて良好な電圧調整器である。事実、自動車での場
合のように、外乱及び信頼性について伝統的に急を要す
る環境では精巧な制御装置の増大する用途により、段々
と厳格な要件に適合する電子部品に対する需要が高まっ
てきた。もう少し詳しく説明すれば、装置はその動作全
体を危くする部分的な故障を防止するように設計される
べきである反面、或る量の劣下は常に許される。従っ
て、これは電圧調整機能を幾つかの部分に分け、１つの
部分の故障が他の部分に影響するのを防止することを意
味する。他方、装置の精巧さが増すと、例えばデジタル
／アナログ変換及びアナログ／デジタル変換を含むマイ
クロプロセッサ・システムの場合のように精度も増す。
なお、マイクロプロセッサ・システムでは、数値データ
の完全さがアナログ・データの比（比例原理）に依存す
る。ごく最近では、従って、被調整電圧、ひいては優れ
た偏差及び調整特性のための上記需要は実際には同じで
なければならない。

【０００６】電源から出力端子へ電力を伝達する為に、
電圧調整器は、Ｎ型（バイポーラＮＰＮ又はＮチャネル
ＭＯＳ）及びＰ型の両方のパワートランジスタを用い
る。

【０００７】第１の型式のもの（Ｎ型トランジスタを用
いる）は安定性について少し問題があるが、電源電圧が
出力電圧に近い用途ではパワートランジスタの電圧降下
に制限がある。

【０００８】第２の型式のものは“小電圧降下”電圧調
整器として知られているものを含み、これは電源電圧が
出力電圧に極めて近い時でさえ満足に動作するが、第１
の型式のものと比較されるようなより大きい周波数安定
性の問題を呈する。この問題を解決する為には、補償コ
ンデンサを設けなければならない。しかしながら、無線
干渉を制限する為の最近の要求により、被調整電圧ライ
ンでの容量性素子は極めて小さい等価直列抵抗（ＥＳ
Ｒ）を呈する。技術的な理由の為に、そのようなコンデ
ンサは小さい値を呈する。被調整電圧ラインには大きい
瞬時電流を要する負荷を維持するために大きな値のコン
デンサが適合され、そのＥＳＲは特に自動車用に必要な
非常に低い温度において必然的に大きい。無線干渉を制
限する為の小さいＥＳＲと組み合わされる、周波数安定
性を改善する為の大きいキャパシタンスの相反する要求
は、どちらの要件も必然的に満足しない妥協を伴う。

【０００９】

【従来の技術】この発明は、図１の回路図に示された型
式の小電圧降下電圧調整器に関するものである。図１に
おいて、１は周知の電圧調整器を示し、この電圧調整器
１は値Ｖａの電圧源３に接続し得る入力端子２及び負荷
５に接続し得る出力端子４を持っている。電圧調整器１
はＰ型パワートランジスタ６、この場合はバイポーラＰ
ＮＰトランジスタを備え、このパワートランジスタ６は
入力端子２に接続されたエミッタ及び出力端子４に接続
されたコレクタを持っている。パワートランジスタ６の
ベースは、電流出力及び低電圧利得の演算増幅器１０か
ら成る偏差比較器により高入力インピーダンスのドライ
ブトランジスタ１１及び抵抗１２を介して駆動される。
もっと詳しく説明すれば、演算増幅器１０は、その非反
転入力端子が基準電圧Ｖ_Rを供給する電圧源１３に接続
され且つその反転入力端子が出力端子４に接続されてい
る。演算増幅器１０の出力端子は、ドライブトランジス
タ１１、ここではバイポーラＮＰＮトランジスタのベー
スに接続されているが、一般にはもっと複雑な回路例え
ば入力インピーダンスを増す為のダーリントン構成に接
続される。ドライブトランジスタ１１は、そのコレクタ
がパワートランジスタ６のベースに接続されるが、その
エミッタが抵抗１２を介してアース（基準電位線）され
る。周波数を安定させる為、値Ｚｃのインピーダンス１
５は演算増幅器１０の出力端子とアースの間に接続さ
れ、また値少なくとも１０μＦで電解型のコンデンサ１
６は出力端子４とアースの間に設けられる。残念なこと
には、上述したコンデンサ１６は、温度低下につれて増
加し且つ図１に抵抗１７として示されたかなり大きいＥ
ＳＲを呈する。このＥＳＲは、電圧調整器１の周波数安
定性を悪くするので、極低温用以外に制限される。

【００１０】図１において、偏差電圧Ｖｅは演算増幅器
１０の入力端子間に現れ、基準電圧Ｖ_Rと出力電圧Ｖｕ
の差を表す。もしＶｃ，ｇｍが演算増幅器１０のそれぞ
れ出力電圧、相互コンダクタンスであるならば、出力電
圧Ｖｃは、

【００１１】Ｖｃ＝Ｖｅ＊ｇｍ＊Ｚｃ

【００１２】に等しくなり、従って演算増幅器１０にｇ
ｍ＊Ｚｃの電圧利得を与える。正常な（直流）動作状態
では、演算増幅器１０の利得は通常、低くて、１００〜
５００である。事実、周波数を安定させる為には、利得
は必然的に低くなければならず、そしてインピーダンス
Ｚｃは容量性周波数補償成分を呈する。今は、あまり大
きくない値（詳しくは、積分できる）コンデンサを使用
して適切なキャパシタンスを得る為に、コンデンサは、
等価回路中では演算増幅器１０の出力端子とアースの間
か或は給電ラインに常に置かれ、実例では上記キャパシ
タンス増幅用トランジスタのベースとコレクタの間に接
続される。その全ての有効さの為、そのような技術は、
自動制御理論を使用し得るのに足りる簡単な分析機能の
形態で既知素子の値Ｚｃを表せない点で、かなり経験に
基づくものである。

【００１３】出力電圧Ｖｃは、高入力インピーダンスの
ドライブトランジスタ１１のベースに供給されて、抵抗
１２により電流Ｉｂ＝Ｖｃ／Ｒ（ただし、Ｒは抵抗１２
の抵抗値である。）に変換される。パワートランジスタ
６のベースからのこの電流Ｉｂにはパワートランジスタ
６の利得Ｂが乗じられて出力電流Ｉｕ＝Ｂ＊Ｉｂとな
る。

【００１４】図１に示された周知の電圧調整器１の偏差
及び調整特性の定量的評価は下記の通り行える。通常の
場合のように、基準電圧Ｖ_R及び出力電圧Ｖｕが５Ｖで
あるとすれば、出力電流ＩｕがＯＡの最小値から不定の
最大値まで変わる時に、パワートランジスタ６のベース
電流Ｉｂ（出力電流Ｉｕに比例する）も最小値（ＯＡ）
から最大値に切り換わる。実効周波数補償及びコンパク
ト化（小さな一体面積）用インピーダンス１５の容量性
成分Ｚｃの効率を最大にする為には、抵抗１２の抵抗値
Ｒを下記のように最大にしなければならず、その結果、
最大のベース電流Ｉｂに対応する最高電圧はできるだけ
高くて、ドライブトランジスタ１１の動作及び所要最低
値Ｖａ（min）に達する給電電圧Ｖａと両立し得る。

【００１５】Ｖａ（min）＝Ｖｕ＋Ｖce₆（sat)

【００１６】たゞし、Ｖce₆（sat）はパワートランジス
タ６の飽和時のコレクタとエミッタの間の電圧である。

【００１７】このような状態では、出力電圧Ｖｃは、通
常、下記のように表せる。

【００１８】Ｖｃ＝Ｖbe₁₁−Ｖce₁₁−Ｖbe₆＋Ｖａたゞし、Ｖbe₁₁、Ｖce₁₁はドライブトランジスタ１１の
それぞれベース・エミッタ間電圧降下、コレクタ・エミ
ッタ間電圧降下であり、そしてＶbe₆はパワートランジ
スタ６のベース・エミッタ間電圧降下である。Ｖｃは下
記の最高許容値Ｖｃ（max）を呈する。

【００１９】Ｖｃ（max）＝Ｖbe₁₁−Ｖce₁₁（sat)−Ｖbe₆＋Ｖａ（min）

【００２０】即ち、

【００２１】Ｖｃ（max）＝Ｖbe₁₁−Ｖce₁₁（sat)−Ｖbe₆＋Ｖｕ＋Ｖce₆（sat) たゞし、Ｖce₁₁（sat)は、ドライブトランジスタ１１の
飽和時のコレクタ・エミッタ間電圧降下である。

【００２２】おゝまかに云えば、Ｖbe₁₁＝Ｖbe₆且つＶc
e₁₁（sat)＝Ｖce₆（sat）であるので、Ｖｃ（max）＝Ｖ
ｕ＝５Ｖである。

【００２３】Ｉｂ＝ＯＡの時にＶｃ＝ＯＶであるので、
Ｖｃは５Ｖの範囲を提供し且つ演算増幅器１０に供給さ
れる偏差電圧Ｖｅは５Ｖ／５００＝１０ｍＶ又は５Ｖ／
１００＝５０ｍＶ（演算増幅器１０の利得が５００か１
００かによる）の範囲を提供する。

【００２４】抵抗１２の抵抗値Ｒを最大にするための必
要性は下記の通り説明できる。容量性成分Ｃを有するイ
ンピーダンスＺｃを見積もると、これはＺｃ＝１／ｓＣ
になるので、伝達関数Ｆ（その入出力がそれぞれ演算増
幅器１０からの電流、ベース電流Ｉｂによって表され
る。）は１／ｓＣＲに等しい。この関数が一定の伝達関
数に対してＲとＣの積に依存するので、Ｃを最小化し従
ってコンデンサＣ（集積回路用に必要）のサイズを小さ
くするにはどうしてもＲを最大にしなければならない。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】従って、上述した型式
の周知の電圧調整器１は１０ｍＶ〜５０ｍＶの範囲の負
荷及びライン調整を行い、これは電流の精度に一致しな
い。

【００２６】同じことは偏差特性にも適用される。事
実、演算増幅器１０から下流で生じられた全ての“偏
差”はその比較的低い利得で除算されて入力端子に供給
される。ベース電流Ｉｂの場合には、例えばこれは大量
生産のせいで１００％も事実上変わるかもしれず、この
変動はｇｍで除算されると偏差の補正に必要なＶｅの変
動になる。Ｖａ及びＩｕのような外部変数と無関係に、
上記変動は１０ｍＶ程高くなるかもしれず、これは所要
の基準電圧Ｖ_Rと実際の電圧Ｖｕの総差を決定する為に
上述した種々の調整成分に付加される。

【００２７】この発明の目的は、改善された偏差、調整
及び速度性能特性を持ち、簡単でＥＳＲの小さい高周波
出力コンデンサを使用する時でさえ良い周波数安定性を
呈する小電圧降下電圧調整器を得ることである。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、電圧源
３に接続された入力端子２、負荷５に接続された出力端
子４、及び制御端子を有するＰ型パワー素子６と、基準
電圧源１３に接続されると共に前記出力端子４に接続さ
れた少なくとも１つの入力端子（＋，−）、及び前記制
御端子に接続された出力端子を有する偏差比較器２１
と、を備えた小電圧降下電圧調整器２０において、リア
クタンス２６を有し且つ前記出力端子と、前記偏差比較
器２１の前記少なくとも１つの入力端子（−）との間に
接続された帰還回路２４を設けたことを特徴とする小電
圧降下電圧調整器が提供される。

【００２９】

【実施例】この発明の望ましい一実施例を、以下、添付
図面について説明する。図２はこの発明に係る電圧調整
器２０を示し、図１と同一の部品を表す。入力端子２は
電圧源３にそして出力端子４は負荷５に接続されてい
る。周知の電圧調整器１と同様に、偏差増幅器２１、ド
ライブトランジスタ１１、抵抗１２及びパワートランジ
スタ６は電圧調整器２０の帰還ループを定める。

【００３０】周知の電圧調整器１と違って、偏差比較器
２１は、実際には演算増幅器即ち周知の仕方で作られて
極端に高い利得Ａｖ（この場合、８０ｄＢ＝１０００
０）及び低出力インピーダンスを持っている。演算増幅
器２１は、その非反転入力端子（＋）が値Ｒ₁の抵抗２
２を介して基準電圧Ｖ_Rの電圧源１３に接続されるが、
その反転入力端子（−）が値Ｒ₂（望ましくは値Ｒ₁に等
しい）の他の抵抗２３を介して出力端子４に接続されて
いる。

【００３１】この発明によれば、演算増幅器２１の出力
端子と反転入力端子の間に、帰還回路２４、この場合は
値Ｒ₃の抵抗２５と値Ｃ₁のコンデンサ２６とから成る直
列回路が設けられている。この帰還回路２４は、後で詳
しく説明するように調整ループの周波数補償を行う。出
力端子４とアースの間には値Ｃ₂のコンデンサ２８が設
けられ、このコンデンサ２８は周波数安定性を改善する
と共に負荷電流の変動に対する電圧調整器２０の応答を
改善する。

【００３２】ドライブトランジスタ１１が低出力インピ
ーダンスの演算増幅器２１によって適切に駆動される為
にもはやドライブトランジスタ１１には高入力インピー
ダンスが不要であるので、電圧調整器２０のドライブト
ランジスタは周知の電圧調整器１のもっと複雑な構成と
は対照的に単一のトランジスタから成る。

【００３３】図２の電圧調整器２０では、電圧降下Ｒ₁
＊ｉ₁、Ｒ₂＊ｉ₂は偏差電圧Ｖｅ（基準電圧Ｖ_Rと出力電
圧Ｖｕの差）からそれぞれ減算、加算されて、その結果
の電圧が演算増幅器２１の両入力端子に印加される。し
かしながら、演算増幅器２１の入力電流ｉ₁とｉ₂が普通
は非常に小さくてしかも殆ど同じであり且つＲ₁＝Ｒ₂な
ので、電圧降下（Ｒ₂＊ｉ₂−Ｒ₁＊ｉ₁）を殆ど無視でき
る。従って、演算増幅器２１の両入力端子へ印加される
電圧の差はＶｅに等しいまゝである。

【００３４】演算増幅器２１は、従って偏差電圧Ｖｅを
利得Ａｖだけ増幅して、正常動作状態即ち零周波数では
低インピーダンス出力電圧Ｖｃ＝Ｖｅ＊Ａｖを発生す
る。

【００３５】周知の電圧調整器１での場合のように、出
力電圧Ｖｃはドライブトランジスタ１１及び抵抗１２に
より電流Ｉｂに変換され、これにパワートランジスタ６
の利得Ｂが乗じられて出力電流Ｉｕとなる。

【００３６】電圧調整器２０の周波数応答を評価する為
に、部品２１、１１、１２及び６から成る調整ループは
出力端子４と抵抗２３（ライン３０）を切り離すことに
より開路されなければならない。抵抗２３の切り離し側
に信号Ｖｉが印加されると、出力電圧Ｖｃは

【００３７】Ｖｃ＝−Ｖｉ（１＋ｓＣ₁Ｒ₃）／（ｓＣ₁Ｒ₂）・・・(1)

【００３８】となる。この出力電圧Ｖｃは電圧ホロワと
して働くドライブトランジスタ１１を通して抵抗１２に
印加され、こゝに

【００３９】Ｉｂ＝Ｖｃ／Ｒ・・・(2)

【００４０】を流す。

【００４１】ベース電流Ｉｂがパワートランジスタ６の
利得Ｂで増幅されて値Ｃ₂のコンデンサ２８に注入され
る（しばらくの間負荷５を無視する）と、出力電圧は下
記のようになる。

【００４２】Ｖｕ＝Ｂ＊Ｉｂ／（ｓＣ₂）・・・(3)

【００４３】これら式(1)〜(3)より電圧調整器２０全体
のループ伝達関数は、

【００４４】Ｖｕ／Ｖｉ＝−Ｂ（１＋ｓＣ₁Ｒ₃）／（ｓ²Ｃ₂Ｃ₁ＲＲ₂）・・・(4) となり、その振幅（又はループ利得）は図３のボーデ線
図に示された周波数を呈する。こゝで、（１＋ｓＣ
₁Ｒ₃）＝１とすれば、低周波漸近線は、

【００４５】Ｖｕ／Ｖｉ（ｓを０に近づける）＝−Ｂ／（ｓ²Ｃ₂Ｃ₁ＲＲ₂）

【００４６】と計算され、項１／ｓ²で作られた−４０
ｄＢ／decの傾斜を呈する。また、（１＋ｓＣ₁Ｒ₃）＝
（ｓＣ₁Ｒ₃）とすれば、高周波漸近線は、

【００４７】Ｖｕ／Ｖｉ（ｓを無限大に近づける）＝−
（Ｒ₃／Ｒ₂）＊Ｂ（ｓＣ₂Ｒ）

【００４８】と計算され、項１／ｓで作られた−２０ｄ
Ｂ／decの傾斜を呈する。また、帰還回路２４により周
波数ｆｚ

【００４９】ｆｚ＝１／（２πＲ₃Ｃ₁）・・・(5)

【００５０】で伝達零が生じられ、そして周波数ｆｂ

【００５１】ｆｂ＝（Ｒ₃／Ｒ₂）＊（Ｂ／２πＣ₂Ｒ）・・・(6)

【００５２】で０ｄＢ軸と交差し、そして−２０ｄＢ／
decの傾斜で電圧調整器２０の周波数安定性を確保す
る。

【００５３】従って、図３では、利得（これは実際には
太線３５で示す通りである）を細い折線３６で概略図示
でき、これは周波数ｆｚが零である限り−４０ｄＢ／de
cの第１直線部３７と、周波数ｆｂで０ｄＢ軸に交差す
る−２０ｄＢ／decの第２直線部とから成る。

【００５４】利得Ｖｕ／Ｖｉに関する式(4)から程々の
ファクターが除かれるが、これはそれぞれ式(5)、(6)で
示される周波数ｆｚ、ｆｂの精度に少しも影響せず、そ
して周波数ｆｚ、ｆｂ間の距離は−４０ｄＢ／decの第
１直線部が０ｄＢ軸と交差することなく利得の入れる余
裕を示し、従って安定性を損なう。その上、ｆｂと周波
数が高くなるにつれて出会う第１寄生ポール（図３には
無い）との間の距離は、寄生ポールによって導入された
−４０ｄＢ／decの第１直線部が０ｄＢ軸と交差するこ
となく利得が増大し得る余裕を示す。

【００５５】図４のボーデ線図は、上述した寄生ポール
（こゝではｆｐで示す）の影響を示す。太線４０は漸近
線から成る細い折線４１で近似され、これは、零周波数
ｆｚまでの−４０ｄＢ／decの第１直線部４２と、ｆｚ
と寄生ポールｆｐの間の−２０ｄＢ／decの第２直線部
４３（周波数ｆｂを含む）と、寄生ポールｆｐ以上の−
４０ｄＢ／decの第３直線部４４とから構成される。

【００５６】寄生ポールｆｐは演算増幅器２１の通過帯
域を制限することによって生じられるのが好ましく、こ
れは周知の簡単な技術を使って精度をかなり良く制御で
きるので、調整ループ中の他の全ての素子、特にパワー
トランジスタ６及びドライブトランジスタ１１の寄生ポ
ール周波数より低い。

【００５７】図５は近似レベルの高いボーデ線図を示
し、これは演算増幅器２１の低周波利得を制限する低周
波寄生ポールｆｐ₁を考慮したものである。図から分か
るように、ｆｐ₁から上流側の低周波部分は変更されて
いるが、下流側の高周波部分は影響を受けていない。細
い線（図５には示さない）は従って折線５０を定める漸
近線を呈し、これはｆｐ₁までの−２０ｄＢ／decの第１
直線部５１と、ｆｐ₁とｆｚの間の−４０ｄＢ／decの第
２直線部５２と、ｆｚとｆｐの間でｆｂを含む−２０ｄ
Ｂ／decの第３直線部５３と、ｆｐ以上の−４０ｄＢ／d
ecの第４直線部５４とから成る。

【００５８】図６は出力端子４での負荷５の影響を示
し、この負荷５はコンデンサ２８と並列に接続されてポ
ール周波数ｆｐ_L＝１／（２πＣ₂Ｒ₂）を生ずる。

【００５９】ｆｐ_Lより高い周波数では、コンデンサＣ₂
のインピーダンスはＲ_Lよりも低く、従ってこれを無視
できるのでボーデ線図への影響はない。その結果、図５
における、ｆｐ_Lよりも低い全ての周波数の傾斜は２０
ｄＢ／decだけ増大されるが、ｆｐ_Lよりも高い周波数の
傾斜は図６の折線６０で示されるように変わらない。負
荷ポールがｆｚとｆｂの間に在るとすれば、折線６０は
ｆｐ₁までの第１直線部（水平）６１と、ｆｐ₁とｆｚの
間の−２０ｄＢ／decの第２直線部６２と、ｆｚとｆｐ_L
の間の第３直線部（水平）６３と、ｆｐ_Lと高周波寄生
ポールｆｐの間でｆｂを含む−２０ｄＢ／decの第４直
線部６４と、ｆｐ以上の−４０ｄＢ／decの第５直線部
６５とから成る。

【００６０】ｆｐ_Lの位置を図６ではｆｚとｆｂの間に
とったが、これは実例では必ずしもこの位置に来るとは
限らず、ｆｐ_Lの位置とは無関係に０ｄＢ軸が−２０ｄ
Ｂ／dec傾斜と交差することは簡単に示せる。注目すべ
き他の点は、もしｆｐ_Lがｆｂよりも低ければ、図３の
簡単なボーデ線図と比較されるようなｆｂの意義が変わ
らないことである。即ち、ｆｂとｆｐの間の距離は、電
圧調整器２０の安定性を損なうことなく利得が増大し得
る余裕を示す。同様に、ｆｐ_Lがｆｚよりも低ければ
（これは図６と対照的である）、図３のｆｚの意義は変
わらず、即ちｆｚとｆｂの間の距離は電圧調整器２０の
安定性を損なうことなく利得が入れる余裕を示す。

【００６１】下記は構成部品のサイズの一例を示す。Ｒ₁＝Ｒ₂＝Ｒ₃＝１００ＫΩ Ｃ₁＝５０ｐＦＲ＝１００Ω Ｂ＝５０Ｃ₂＝１００ｎＦ下記の代表的なパラメータＡｖ＝１００００＝８０ｄＢ（低周波利得）ｆｐ＝１ＭＨｚ（通過帯域）ｆｐ₁＝１００Ｈｚ（低周波ポール）を有する演算増幅器２１を使用すれば、電圧調整器２０
の零周波数ｆｚ、帯域周波数ｆｂは下記の値で働く。ｆｚ＝３２ＫＨｚｆｂ＝８００ＫＨｚ

【００６２】従って、これは、全ての周波数安定状態に
合致すると共に、１００ｎＦにすぎない高周波用コンデ
ンサＣを使って、ループ利得がｆｐ／ｆｂ＝２５だけ安
全に入り、又ｆｐ／ｆｂ＝１.２５だけ安全に増大する
ことを可能にする。そしてコンデンサＣと並列に高い値
のコンデンサを接続する必要はないが、接続しても何ら
害を及ぼさない。この発明に係る電圧調整器２０は、従
って、ピーク電流の供給を可能にする為の慣用手段のよ
うに、１個以上の電解出力コンデンサと適合され得る。
或る種の状態（低温）では、事実、このようなコンデン
サのＥＳＲは電圧調整器２０の出力端子４からコンデン
サが切り離されるような高い値に達する。

【００６３】電圧調整器の偏差特性は事実上演算増幅器
２１の入力側でのオフセット電圧のせいであり、電流ｉ
₁、ｉ₂が供給されたことによる抵抗２２、２３での小さ
な電圧降下の差である。しかしながら、市販の演算増幅
器の非常に小さいオフセット電圧（通常３ｍＶ）の為に
わずかの偏差があり、これは積分段において周知の仕方
で更に低減され得る。

【００６４】負荷電流調整特性は、周知の電圧調整器に
おけるように電流Ｉｕの最大範囲がＶｃ（代表的な例で
は５Ｖ）の最大範囲を必要とすることによって示され
る。演算増幅器２１の代表的な利得Ａｖ＝１００００で
除算された時に、上記最大範囲は０.５ｍＶ即ちＶｅの
対応する範囲を与え、これは負荷電流及び電源電圧の代
表的な調整値である。

【００６５】上述した優れた静的特性は主として下記の
ことによる。即ち、この発明に係る、演算増幅器への帰
還を伴う補償技術は偏差比較器が入力段での極めて高い
利得を有する演算増幅器から成ることを可能にする。そ
の結果、入力段の下流側で導入されたどんな偏差や干渉
も演算増幅器の高利得で除算されて上述した低い値を与
え、その上大事なことには、電圧調整器の安定性を損な
うことなく、電圧調整器のループ利得は、（周知の電圧
調整器におけるように）増幅器の利得Ａｖに直接依存す
ることなく、増幅器および帰還回路から成る回路に依存
する。この回路は、従って、高利得Ａｖでさえ電圧調整
器のループ利得が−２０ｄＢ／decの傾斜で０ｄＢ軸と
交差するようなサイズにされて良い。

【００６６】

【発明の効果】この発明に係る電圧調整器の利点は、上
記説明から明らかであるが、下記にまとめておく。１．設計が簡単である。図２の回路図は、図１の周知の
電圧調整器の回路図と対照的に大体完全で概略図ではな
い。２．コンパクトである。この発明に係る電圧調整器は、
少数の市販部品を使用して個別形態で或はコンパクトな
集積回路形態で作れる。３．精密である。全ての調整及び偏差特性を含み且つ全
ての可能な定常負荷、電源供給、温度及び変化する生産
パラメータ状態下で、出力電圧は入力電圧を１０ｍＶ以
下内に整合させる。４．融通性が良い。この発明に係る電圧調整器は安定性
が高いので、低温のような通常の臨界状態下で或は電磁
干渉の有る所でも用いられ得る。低温用の場合には、周
波数を安定させる為の電解コンデンサはもはや不要（従
って削除されるか値が小さくされ得る）であるが、非常
に小さいＥＳＲを有する小さいコンデンサは電磁干渉の
有る所で用いられ得る。５．速度が速い。第１ポールｆｐがカットオフ周波数ｆ
ｂを超えた所で起こりかつつきとめるのが極端に難しい
寄生ポールである時でさえ、全ての等価物に適用される
ので、ループ伝達関数は良い精度まで容易に確立され得
る。例外は、電圧調整器の周波数安定性に影響しない低
周波ポールｆｐ₁である。従ってこの発明は発振の問題
を起こすことなく応答を最適化する。

【００６７】当業者には明らかなように、この発明の範
囲から逸脱しない限り、こゝに図示して説明したような
電圧調整器に種々の変更を行える。例えば、種々の応答
の為の帰還回路は抵抗及びコンデンサから成ることが好
ましいが、帰還回路中の抵抗の代わりに誘導素子のよう
な他の部品を用いても良い。また、帰還回路が所要の周
波数安定化及び調整を行うならば、演算増幅器の接続を
図示以外の接続にしても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】周知の電圧調整器の一例を示す簡略化された回
路図である。

【図２】この発明に係る電圧調整器の等価回路図であ
る。

【図３】或る近似レベルでの図２の電圧調整器の周波数
とループ利得の関係を示すボーデ線図である。

【図４】他の近似レベルでのボーデ線図である。

【図５】更に他の近似レベルでのボーデ線図である。

【図６】別な近似レベルでのボーデ線図である。

【符号の説明】

２入力端子３電圧源４出力端子５負荷６パワートランジスタ１１ドライブトランジスタ１３基準電圧源２１演算増幅器２２，２３抵抗２４帰還回路２５帰還抵抗２６帰還コンデンサ２８コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧源(3)に接続された入力端子(2)、負
荷(5)に接続された出力端子(4)、及び制御端子を有する
Ｐ型パワー素子(6)と、基準電圧源(13)に接続されると共に前記出力端子(4)に
接続された少なくとも１つの入力端子(＋,−)、及び前
記制御端子に接続された出力端子を有する偏差比較器(2
1)と、を備えた小電圧降下電圧調整器(20)において、リアクタンス(26)を有し且つ前記出力端子と、前記偏差
比較器(21)の前記少なくとも１つの入力端子(−)との間
に接続された帰還回路(24)を設けたことを特徴とする小
電圧降下電圧調整器。
【請求項２】前記帰還回路(24)は、帰還抵抗(25)と帰
還コンデンサ(26)の直列回路から成ることを特徴とする
請求項１の小電圧降下電圧調整器。
【請求項３】前記偏差比較器は、電圧増幅器として動
作する演算増幅器(21)であることを特徴とする請求項１
又は請求項２の小電圧降下電圧調整器。
【請求項４】前記演算増幅器(21)が前記基準電圧源(1
3)に接続された非反転入力端子(＋)、及び前記出力端子
(4)に接続される反転入力端子(−)を有し、且つ前記帰
還回路(24)が前記演算増幅器(21)の出力端子と反転入力
端子(−)の間に接続されたことを特徴とする請求項３の
小電圧降下電圧調整器。
【請求項５】前記演算増幅器(21)の出力端子と、前記
パワー素子(6)の間に接続されたドライブトランジスタ
(11)を備えたことを特徴とする請求項３又は請求項４の
小電圧降下電圧調整器。
【請求項６】前記演算増幅器(21)の反転入力端子(−)
と前記出力端子(4)の間に接続された第１の抵抗素子(2
3)を備えたことを特徴とする請求項４又は請求項５の小
電圧降下電圧調整器。
【請求項７】前記演算増幅器(21)の非反転入力端子
(＋)と前記基準電圧源(13)の間に接続された第２の抵抗
素子(22)を備え、前記第１及び第２の抵抗素子(23,22)
の抵抗値が同じであることを特徴とする請求項６の小電
圧降下電圧調整器。
【請求項８】前記出力端子(4)と基準電位線の間に接
続され小さな値を有する非電解容量性素子(28)を備えた
ことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれかの
小電圧降下電圧調整器。