JPH05244043A - 反響消去装置 - Google Patents
反響消去装置Info
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- JPH05244043A JPH05244043A JP4464992A JP4464992A JPH05244043A JP H05244043 A JPH05244043 A JP H05244043A JP 4464992 A JP4464992 A JP 4464992A JP 4464992 A JP4464992 A JP 4464992A JP H05244043 A JPH05244043 A JP H05244043A
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- Japan
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- signal
- echo
- echo path
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 音声信号でも収束速度の大きい反響消去装置
を提供する。 【構成】 送出信号x(t)と反響信号y(t)とから疑似反響
路７を生成し、送出信号x(t)を疑似反響路７の入力とし
て得られる擬似反響信号ｙヘ（ｎ）を反響信号ｙ（ｎ）
から差し引いてこれを消去する反響消去装置において、
擬似反響路７はディジタルフィルタにより構成され、フ
ィルタの係数は反響信号の消去誤差ｅ（ｎ）を最小とす
るアルゴリズムにより逐次的に修正され、フィルタ係数
修正動作の大きさを調整する第１および第２の修正幅を
有し、ノルム計算もまた第１の修正幅と同様に反響路の
変動に対して必要とされるフィルタ係数修正の大きさに
比例して重み付けられているものである、反響消去装
置。
を提供する。 【構成】 送出信号x(t)と反響信号y(t)とから疑似反響
路７を生成し、送出信号x(t)を疑似反響路７の入力とし
て得られる擬似反響信号ｙヘ（ｎ）を反響信号ｙ（ｎ）
から差し引いてこれを消去する反響消去装置において、
擬似反響路７はディジタルフィルタにより構成され、フ
ィルタの係数は反響信号の消去誤差ｅ（ｎ）を最小とす
るアルゴリズムにより逐次的に修正され、フィルタ係数
修正動作の大きさを調整する第１および第２の修正幅を
有し、ノルム計算もまた第１の修正幅と同様に反響路の
変動に対して必要とされるフィルタ係数修正の大きさに
比例して重み付けられているものである、反響消去装
置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、反響消去装置に関
し、特に、２線４線式変換系および拡声通話系その他の
信号伝送系においてハウリングの原因および聴覚上の障
害となる反響信号を消去する反響消去装置に関する。
し、特に、２線４線式変換系および拡声通話系その他の
信号伝送系においてハウリングの原因および聴覚上の障
害となる反響信号を消去する反響消去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】衛星通信、音声会議その他の伝送系が普
及するに伴い、同時通話性能に優れ反響感の少ない通話
装置の提供が望まれている。この要求を満たすものとし
て反響消去装置がある。図１は反響消去装置の従来例を
示すブロック図であり、拡声通話の例を示している。送
出信号である例えば受話信号x(t)を受ける受話入力端１
からスピーカ２に至る受話系と、マイクロホン３から送
話出力端４に至る送話系とからなる通話系において、ス
ピ─カ２とマイクロフォン３との間は反響路を形成して
いる。ここで、Ａ／Ｄ変換器８により受話信号x(t)がサ
ンプル値化され、その受話信号x(n)が擬似反響路７に供
給され、擬似反響路７からの擬似反響信号ｙヘ(n) をＡ
／Ｄ変換器５によりサンプル値化された反響信号ｙ
（ｎ）から減算器９において減算することにより反響信
号ｙ(n) を消去することができる。
及するに伴い、同時通話性能に優れ反響感の少ない通話
装置の提供が望まれている。この要求を満たすものとし
て反響消去装置がある。図１は反響消去装置の従来例を
示すブロック図であり、拡声通話の例を示している。送
出信号である例えば受話信号x(t)を受ける受話入力端１
からスピーカ２に至る受話系と、マイクロホン３から送
話出力端４に至る送話系とからなる通話系において、ス
ピ─カ２とマイクロフォン３との間は反響路を形成して
いる。ここで、Ａ／Ｄ変換器８により受話信号x(t)がサ
ンプル値化され、その受話信号x(n)が擬似反響路７に供
給され、擬似反響路７からの擬似反響信号ｙヘ(n) をＡ
／Ｄ変換器５によりサンプル値化された反響信号ｙ
（ｎ）から減算器９において減算することにより反響信
号ｙ(n) を消去することができる。
【０００３】ところで、擬似反響路７は上述した通りの
反響路の経時変動に追従する必要がある。この従来例に
おいては、擬似反響路７はディジタルＦＩＲフィルタを
用いて構成し、残差ｅ(n) ＝ｙ(n) −ｙヘ(n) が０に近
づくように、ＬＭＳ法、学習同定法、ＥＳ法或は射影法
その他の勾配形適応アルゴリズムを採用した推定回路６
を介して残差ｅ(n) を擬似反響路７によりフィルタ係数
の逐次修正を行なう。このように擬似反響路７の修正が
行なわれることにより、常に最適な反響消去が維持され
ることとなる。
反響路の経時変動に追従する必要がある。この従来例に
おいては、擬似反響路７はディジタルＦＩＲフィルタを
用いて構成し、残差ｅ(n) ＝ｙ(n) −ｙヘ(n) が０に近
づくように、ＬＭＳ法、学習同定法、ＥＳ法或は射影法
その他の勾配形適応アルゴリズムを採用した推定回路６
を介して残差ｅ(n) を擬似反響路７によりフィルタ係数
の逐次修正を行なう。このように擬似反響路７の修正が
行なわれることにより、常に最適な反響消去が維持され
ることとなる。
【０００４】ここで、ＥＳ法とは、ＬＭＳ法、学習同定
法、射影法その他の勾配形適応アルゴリズム、 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋α［−Δ (n)］ （１） ただし、ｈヘ（ｎ）＝ (h ヘ 1(n)，h ヘ 2(n)，．．，
h ヘ L (n))T ：擬似反響路（ＦＩＲフィルタ）係数 Δ(n) ：（平均）２乗誤差の勾配ベクトル α：ステップサイズ（スカラ量） Ｌ：タップ数T ：ベクトルの転置 n ：離散化時間 において、従来スカラ量として与えられていたステップ
サイズαをステップサイズ行列Ａという対角行列に拡張
したものであり、 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋Ａ［−Δ (n)］ （２） ただし、 Ａ＝ｄｉａｇ［α1 ，α2 ，．．，αL ］：ステップサ
イズ行列 αi ＝α0 λi -1（ｉ＝１，２，．．，Ｌ） λ：インパルス応答変動量の減衰率（０＜λ＜１） と表現されるものである。
法、射影法その他の勾配形適応アルゴリズム、 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋α［−Δ (n)］ （１） ただし、ｈヘ（ｎ）＝ (h ヘ 1(n)，h ヘ 2(n)，．．，
h ヘ L (n))T ：擬似反響路（ＦＩＲフィルタ）係数 Δ(n) ：（平均）２乗誤差の勾配ベクトル α：ステップサイズ（スカラ量） Ｌ：タップ数T ：ベクトルの転置 n ：離散化時間 において、従来スカラ量として与えられていたステップ
サイズαをステップサイズ行列Ａという対角行列に拡張
したものであり、 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋Ａ［−Δ (n)］ （２） ただし、 Ａ＝ｄｉａｇ［α1 ，α2 ，．．，αL ］：ステップサ
イズ行列 αi ＝α0 λi -1（ｉ＝１，２，．．，Ｌ） λ：インパルス応答変動量の減衰率（０＜λ＜１） と表現されるものである。
【０００５】擬似反響路７がディジタルＦＩＲフィルタ
により構成される場合、そのフィルタ係数ｈヘ(n) は
室内インパルス応答ｈ(n) を直接模擬したものとなって
いる。従って、反響路の変動に応じて必要なフィルタ係
数修正の大きさは、室内インパルス応答の変動量と一致
する。そこで、フィルタ係数修正動作における修正幅を
表わすステップサイズ行列Ａはインパルス応答の経時変
動特性による重み付けがなされている。一般に、室内音
場におけるインパルス応答変動量は減衰率λを用いた指
数関数として表わされる。ステップサイズ行列Ａの対角
成分αi （ｉ＝１，２，．．，Ｌ）は図２に示される如
く、ｉの増加に伴ってα0 からインパルス応答の指数減
衰特性と同じ傾きで指数減衰し、０に漸近する。これら
の点についての詳細は特開昭６３−４５１６３、特開平
２−２４５１８７、特開平３−４４９２９に開示されて
いる。このアルゴリズムは、人および物の移動によりイ
ンパルス応答が変動する場合、このインパルス応答の変
動量（インパルス応答の差）はインパルス応答と同じ減
衰率で指数減衰するという音響学的知見を利用したもの
である。変動の大きいインパルス応答の初期の係数は大
きなステップにより修正し、変動の小さいインパルス応
答の後期の係数は小さなステップにより修正し、結局収
束速度の大きな反響消去装置を提供することができる。
により構成される場合、そのフィルタ係数ｈヘ(n) は
室内インパルス応答ｈ(n) を直接模擬したものとなって
いる。従って、反響路の変動に応じて必要なフィルタ係
数修正の大きさは、室内インパルス応答の変動量と一致
する。そこで、フィルタ係数修正動作における修正幅を
表わすステップサイズ行列Ａはインパルス応答の経時変
動特性による重み付けがなされている。一般に、室内音
場におけるインパルス応答変動量は減衰率λを用いた指
数関数として表わされる。ステップサイズ行列Ａの対角
成分αi （ｉ＝１，２，．．，Ｌ）は図２に示される如
く、ｉの増加に伴ってα0 からインパルス応答の指数減
衰特性と同じ傾きで指数減衰し、０に漸近する。これら
の点についての詳細は特開昭６３−４５１６３、特開平
２−２４５１８７、特開平３−４４９２９に開示されて
いる。このアルゴリズムは、人および物の移動によりイ
ンパルス応答が変動する場合、このインパルス応答の変
動量（インパルス応答の差）はインパルス応答と同じ減
衰率で指数減衰するという音響学的知見を利用したもの
である。変動の大きいインパルス応答の初期の係数は大
きなステップにより修正し、変動の小さいインパルス応
答の後期の係数は小さなステップにより修正し、結局収
束速度の大きな反響消去装置を提供することができる。
【０００６】ＥＳ法を学習同定法に適用すれば、擬似反
響路７は式（３）に従って逐次修正されて、擬似反響路
７のインパルス応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパル
ス応答h (n) に近づいて行く。 ただし、 ｅ(n) ：推定誤差（＝ｙ(n) −ｙヘ(n) ） ｙヘ(n) ＝ｈヘ(n) T ｘ(n) ｘ(n) ＝（x (n),x (n-1) ，．．，x (n-L+1) ）T ：受
話信号ベクトル 射影法は、アルゴリズム内部において入力信号の自己相
関を取り除くことにより、音声のように相関のある信号
に対する収束速度を改善するという考え方に基づくもの
である。射影法により、音声信号に対する収束速度を学
習同定法の約２倍に改善することができる。２次の射影
法により擬似反響路７は式（４）に従って逐次修正さ
れ、擬似反響路７のインパルス応答ｈヘ(n) は真の反
響路のインパルス応答ｈ(n) に近づいて行く。ｈヘ (n+1) ＝ｈヘ(n) ＋α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （４） ただし、 β(n) ｘ(n) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＝ｅ(n) （５） β(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n-1) ＝ (1-α) ｅ（n-1) （６） α：テップサイズ（スカラ量） β(n) ，γ(n) は連立方程式（５）（６）を解いて求め
られる定数である。
響路７は式（３）に従って逐次修正されて、擬似反響路
７のインパルス応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパル
ス応答h (n) に近づいて行く。 ただし、 ｅ(n) ：推定誤差（＝ｙ(n) −ｙヘ(n) ） ｙヘ(n) ＝ｈヘ(n) T ｘ(n) ｘ(n) ＝（x (n),x (n-1) ，．．，x (n-L+1) ）T ：受
話信号ベクトル 射影法は、アルゴリズム内部において入力信号の自己相
関を取り除くことにより、音声のように相関のある信号
に対する収束速度を改善するという考え方に基づくもの
である。射影法により、音声信号に対する収束速度を学
習同定法の約２倍に改善することができる。２次の射影
法により擬似反響路７は式（４）に従って逐次修正さ
れ、擬似反響路７のインパルス応答ｈヘ(n) は真の反
響路のインパルス応答ｈ(n) に近づいて行く。ｈヘ (n+1) ＝ｈヘ(n) ＋α［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （４） ただし、 β(n) ｘ(n) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＝ｅ(n) （５） β(n) ｘ(n-1) T ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T ｘ(n-1) ＝ (1-α) ｅ（n-1) （６） α：テップサイズ（スカラ量） β(n) ，γ(n) は連立方程式（５）（６）を解いて求め
られる定数である。
【０００７】ＥＳ法は音響エコー経路の変動特性のみに
着目した手法であるのに対して、射影法は入力信号の性
質のみに着目した手法である。従って、ＥＳ法と射影法
を組み合わせることによって、それぞれの利点を生かし
た収束速度の大きな反響消去装置を提供することが期待
される。図３はＥＳ法と２次の射影法を組み合わせた推
定回路６の内部の一例を示す。
着目した手法であるのに対して、射影法は入力信号の性
質のみに着目した手法である。従って、ＥＳ法と射影法
を組み合わせることによって、それぞれの利点を生かし
た収束速度の大きな反響消去装置を提供することが期待
される。図３はＥＳ法と２次の射影法を組み合わせた推
定回路６の内部の一例を示す。
【０００８】受話信号x(n)は受話信号記憶回路１４1 ，
１４2 において受話信号ベクトルｘ(n) ，ｘ(n-1) とさ
れる。ノルム演算回路１３1 ，１３2 ，１３3 ，１３4
においてはｘ(n) T ｘ(n) ，ｘ(n) T ｘ(n-1) ，ｘ(n-
1) T ｘ(n），ｘ(n-1) T ｘ(n-1) が演算される。演算
されたノルム、残差ｅ(n) 、残差記憶回路１７からの残
差ｅ(n-1) およびステップサイズαは、β(n) ，γ(n)
演算回路１８に供給されて連立法的式（５）、（６）を
構成する。式（５）、（６）を解くことにより、定数β
(n) 、γ(n) を求める。ステップサイズ行列記憶回路１
２にはステップサイズ行列Ａが記憶される。
１４2 において受話信号ベクトルｘ(n) ，ｘ(n-1) とさ
れる。ノルム演算回路１３1 ，１３2 ，１３3 ，１３4
においてはｘ(n) T ｘ(n) ，ｘ(n) T ｘ(n-1) ，ｘ(n-
1) T ｘ(n），ｘ(n-1) T ｘ(n-1) が演算される。演算
されたノルム、残差ｅ(n) 、残差記憶回路１７からの残
差ｅ(n-1) およびステップサイズαは、β(n) ，γ(n)
演算回路１８に供給されて連立法的式（５）、（６）を
構成する。式（５）、（６）を解くことにより、定数β
(n) 、γ(n) を求める。ステップサイズ行列記憶回路１
２にはステップサイズ行列Ａが記憶される。
【０００９】Ａ、β(n) 、γ(n) 、ｘ(n) 、ｘ(n-1) は
修正情報生成回路１５に供給され、 Ａ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （７） が演算され、その出力は加算器１６へ供給されて、これ
をタップ係数記憶回路１１からのｈヘ(n) に加算して
ｈヘ(n＋1)が得られる。演算結果ｈヘ(n+1)は擬似
反響路７へ出力されると共にタップ係数記憶回路１１の
値を更新する。
修正情報生成回路１５に供給され、 Ａ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （７） が演算され、その出力は加算器１６へ供給されて、これ
をタップ係数記憶回路１１からのｈヘ(n) に加算して
ｈヘ(n＋1)が得られる。演算結果ｈヘ(n+1)は擬似
反響路７へ出力されると共にタップ係数記憶回路１１の
値を更新する。
【００１０】以上の操作により、擬似反響路７は式
（８）に従って逐次修正され、擬似反響路７のインパル
ス応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパルス応答ｈ(n)
に近づいて行く。ｈヘ (n+1) ＝ｈヘ(n) ＋Ａ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） ただし、β(n) ，γ(n) は連立方程式（５）（６）を解
いて求められる。式（８）は式（４）により定義される
射影法のステップサイズαをＥＳ法の考え方に基づいて
ステップサイズ行列Ａで置き換えたものになっている。
（８）に従って逐次修正され、擬似反響路７のインパル
ス応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパルス応答ｈ(n)
に近づいて行く。ｈヘ (n+1) ＝ｈヘ(n) ＋Ａ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （８） ただし、β(n) ，γ(n) は連立方程式（５）（６）を解
いて求められる。式（８）は式（４）により定義される
射影法のステップサイズαをＥＳ法の考え方に基づいて
ステップサイズ行列Ａで置き換えたものになっている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ＥＳ法と射影法を単に
組み合わせた上述された通りのアルゴリズムは、入力信
号が白色信号のように定常な信号であれば収束するが、
音声信号のように非定常な信号である場合は発散すると
いう問題がある。この発明は、この問題を解消するもの
であり、ノルムの評価を正しく行なうことによりＥＳ法
と射影法それぞれの利点を生かし、音響エコー経路の変
動特性と入力信号の相関除去を共に反映させることによ
り、入力信号が音声信号である場合にも収束速度の大き
い反響消去装置を提供するものである。
組み合わせた上述された通りのアルゴリズムは、入力信
号が白色信号のように定常な信号であれば収束するが、
音声信号のように非定常な信号である場合は発散すると
いう問題がある。この発明は、この問題を解消するもの
であり、ノルムの評価を正しく行なうことによりＥＳ法
と射影法それぞれの利点を生かし、音響エコー経路の変
動特性と入力信号の相関除去を共に反映させることによ
り、入力信号が音声信号である場合にも収束速度の大き
い反響消去装置を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】反響路への送出信号x
(t) と送出信号x (t) の反響路を経由した後の反響信号
y (t) とから擬似反響路７を生成し、送出信号x (t) を
擬似反響路７の入力とすることにより得られる擬似反響
信号ｙヘ（ｎ）を反響信号ｙ（ｎ）から差し引くことに
より反響信号ｙ（ｎ）を消去する反響消去装置におい
て、擬似反響路７はディジタルフィルタにより構成さ
れ、ディジタルフィルタの係数は反響信号ｙ（ｎ）の消
去誤差を最小とするように動作するアルゴリズムにより
逐次的に修正されるものであり、フィルタ係数修正動作
の大きさを調整する第１および第２の修正幅（ステップ
サイズ）を有し、第１の修正幅は反響路の変動に対して
必要とされるフィルタ係数修正の大きさに比例して重み
付けられており、アルゴリズム内で使用するノルム計算
もまた第１の修正幅により重み付けられている反響消去
装置、を提供する。
(t) と送出信号x (t) の反響路を経由した後の反響信号
y (t) とから擬似反響路７を生成し、送出信号x (t) を
擬似反響路７の入力とすることにより得られる擬似反響
信号ｙヘ（ｎ）を反響信号ｙ（ｎ）から差し引くことに
より反響信号ｙ（ｎ）を消去する反響消去装置におい
て、擬似反響路７はディジタルフィルタにより構成さ
れ、ディジタルフィルタの係数は反響信号ｙ（ｎ）の消
去誤差を最小とするように動作するアルゴリズムにより
逐次的に修正されるものであり、フィルタ係数修正動作
の大きさを調整する第１および第２の修正幅（ステップ
サイズ）を有し、第１の修正幅は反響路の変動に対して
必要とされるフィルタ係数修正の大きさに比例して重み
付けられており、アルゴリズム内で使用するノルム計算
もまた第１の修正幅により重み付けられている反響消去
装置、を提供する。
【００１３】
【実施例】この発明の実施例を図４を参照して説明す
る。先ず、２次の射影法においては、過去の２個の入力
信号ベクトルｘ(n) 、ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ
(n) 、ｙ(n-1) を得るようにｈヘ(n) を修正する。す
なわち、 ｘ(n) T ｈヘ(n+1) ＝ｙ(n) （９） ｘ(n-1) T ｈヘ(n+1) ＝ｙ(n-1) （１０） 式（８）を式（９）に代入すれば ｘ(n) T ｈヘ(n) ＋β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n) T Ａｘ(n-1) ＝ｙ(n) （１１） となる。
る。先ず、２次の射影法においては、過去の２個の入力
信号ベクトルｘ(n) 、ｘ(n-1) に対して正しい出力ｙ
(n) 、ｙ(n-1) を得るようにｈヘ(n) を修正する。す
なわち、 ｘ(n) T ｈヘ(n+1) ＝ｙ(n) （９） ｘ(n-1) T ｈヘ(n+1) ＝ｙ(n-1) （１０） 式（８）を式（９）に代入すれば ｘ(n) T ｈヘ(n) ＋β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n) T Ａｘ(n-1) ＝ｙ(n) （１１） となる。
【００１４】ｘ(n) T ｈヘ(n) ＝ｙヘ(n) であるから（１１）式は β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n) T Ａｘ(n-1) ＝ｙ(n) −ｙヘ(n) ＝ ｅ(n) （１２） となる。同様に式（８）を式（１０）に代入すれば ｘ(n-1) T ｈヘ(n) ＋β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1）T Ａｘ (n-1) ＝ｙ(n-1) （１３） となる。ｈヘ(n) は１時刻前の式（９）を満たすので ｘ(n-1) T ｈヘ(n) ＝ｙ(n-1) （１４） であるから式（１３）は β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) ＝０ （１５） となる。連立方程式（１２）（１５）を解いて定数β
(n) 、γ(n) を求め、式（８）に代入すれば式（９）、
（１０）を満足するｈヘ(n+1）が求まる。
(n) 、γ(n) を求め、式（８）に代入すれば式（９）、
（１０）を満足するｈヘ(n+1）が求まる。
【００１５】以上を基にして第２のステップサイズμ
（スカラ量）を導入すると、μ＝１の場合以外は式（１
４）は満足されないことに注意しながらこの発明を書き
下せば ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （１６） β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＝e(n) （１７） β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) ＝（1-μ) ｅ (n-1) （１８） ｅ（ｎ）＝ｙ(n) −ｙヘ(n) （１９） ｙヘ(n) ＝ｈヘ(n) T ｘ(n) （２０） ただし、 μ：第２のステップサイズ（スカラ量） となる。
（スカラ量）を導入すると、μ＝１の場合以外は式（１
４）は満足されないことに注意しながらこの発明を書き
下せば ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （１６） β(n) ｘ(n) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＝e(n) （１７） β(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) T Ａｘ(n-1) ＝（1-μ) ｅ (n-1) （１８） ｅ（ｎ）＝ｙ(n) −ｙヘ(n) （１９） ｙヘ(n) ＝ｈヘ(n) T ｘ(n) （２０） ただし、 μ：第２のステップサイズ（スカラ量） となる。
【００１６】図４において、推定回路６の内部の一例と
してＥＳ法と２次の射影法を組み合わせた例が示されて
いる。図３に示される部材と共通する部材には同一の符
号が付されている。受話信号x(n)は受話信号記憶回路１
４1 ，１４2 において受話信号ベクトルｘ(n) 、ｘ(n-
1) とされる。ノルム演算回路１９1 ，１９2 ，１
９3 ，１９4 においては第１のステップサイズ行列Ａに
より重み付けされたノルムｘ(n) T Ａｘ(n) 、ｘ(n) T
Ａｘ(n-1) 、ｘ(n-1) T Ａｘ(n) 、ｘ(n-1) T Ａｘ(n-
1) が演算される。演算されたノルム、残差ｅ(n) 、残
差記憶回路１７からの残差ｅ(n-1) およびステップサイ
ズ記憶回路２１からの第２のステップサイズμは、β
(n) ，γ(n) 演算回路２０に供給されて連立方程式（１
７）（１８）を構成する。式（１７）、（１８）を解く
ことにより、定数β(n) ，γ(n) を求める。
してＥＳ法と２次の射影法を組み合わせた例が示されて
いる。図３に示される部材と共通する部材には同一の符
号が付されている。受話信号x(n)は受話信号記憶回路１
４1 ，１４2 において受話信号ベクトルｘ(n) 、ｘ(n-
1) とされる。ノルム演算回路１９1 ，１９2 ，１
９3 ，１９4 においては第１のステップサイズ行列Ａに
より重み付けされたノルムｘ(n) T Ａｘ(n) 、ｘ(n) T
Ａｘ(n-1) 、ｘ(n-1) T Ａｘ(n) 、ｘ(n-1) T Ａｘ(n-
1) が演算される。演算されたノルム、残差ｅ(n) 、残
差記憶回路１７からの残差ｅ(n-1) およびステップサイ
ズ記憶回路２１からの第２のステップサイズμは、β
(n) ，γ(n) 演算回路２０に供給されて連立方程式（１
７）（１８）を構成する。式（１７）、（１８）を解く
ことにより、定数β(n) ，γ(n) を求める。
【００１７】ステップサイズ行列記憶回路１２には第１
のステップサイズ行列Ａが記憶される。擬似反響路７が
ディジタルＦＩＲフィルタで構成される場合、そのフィ
ルタ係数ｈヘ(n) は室内インパルス応答ｈ（ｎ) を直
接模擬したものとなっている。従って、反響路の変動に
応じて必要なフィルタ係数修正の大きさは、室内インパ
ルス応答の変動量と一致する。そこで、フィルタ係数修
正動作における修正幅を表わすステップサイズ行列Ａは
インパルス応答の経時変動特性により重み付けされてい
る。一般に、室内音場におけるインパルス応答変動量は
減衰率λを用いた指数関数として表わされる。ステップ
サイズ行列Ａの対角成分αi （ｉ＝１，２，．．，Ｌ）
は、図２に示されるようにｉの増加に伴ってα0 からイ
ンパルス応答の指数減衰特性と同じ傾きで指数減衰し、
０に漸近する。
のステップサイズ行列Ａが記憶される。擬似反響路７が
ディジタルＦＩＲフィルタで構成される場合、そのフィ
ルタ係数ｈヘ(n) は室内インパルス応答ｈ（ｎ) を直
接模擬したものとなっている。従って、反響路の変動に
応じて必要なフィルタ係数修正の大きさは、室内インパ
ルス応答の変動量と一致する。そこで、フィルタ係数修
正動作における修正幅を表わすステップサイズ行列Ａは
インパルス応答の経時変動特性により重み付けされてい
る。一般に、室内音場におけるインパルス応答変動量は
減衰率λを用いた指数関数として表わされる。ステップ
サイズ行列Ａの対角成分αi （ｉ＝１，２，．．，Ｌ）
は、図２に示されるようにｉの増加に伴ってα0 からイ
ンパルス応答の指数減衰特性と同じ傾きで指数減衰し、
０に漸近する。
【００１８】μ、Ａ、β(n) 、γ(n) 、ｘ(n) 、ｘ(n-
1) は修正情報生成回路２２に供給され、 μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （２１） が演算され、その出力は加算器１６へ供給されて、タッ
プ係数記憶回路１１からのｈヘ(n) に加算され、ｈ
ヘ(n＋1)が得られる。演算結果ｈヘ(n＋1)は擬似反響
路７へ出力されると共に、タップ係数記憶回路１１の値
を更新する。
1) は修正情報生成回路２２に供給され、 μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （２１） が演算され、その出力は加算器１６へ供給されて、タッ
プ係数記憶回路１１からのｈヘ(n) に加算され、ｈ
ヘ(n＋1)が得られる。演算結果ｈヘ(n＋1)は擬似反響
路７へ出力されると共に、タップ係数記憶回路１１の値
を更新する。
【００１９】以上の操作により、擬似反響路７は式（２
２）に従って逐次修正され、擬似反響路７のインパルス
応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパルス応答ｈ(n) に
近づいて行く。 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （２２） エコーキャンセラを複数のＤＳＰチップにより構成する
場合、図５に示されるように、ステップサイズαi の指
数減衰曲線を階段状に近似し、各チップ毎に一定のαi
を設定する。これにより、従来の射影法とほぼ同等の演
算量と記憶容量によりこの発明を実施することができ
る。
２）に従って逐次修正され、擬似反響路７のインパルス
応答ｈヘ(n) は真の反響路のインパルス応答ｈ(n) に
近づいて行く。 ｈヘ(n+1) ＝ｈヘ(n) ＋μＡ［β(n) ｘ(n) ＋γ(n) ｘ(n-1) ］ （２２） エコーキャンセラを複数のＤＳＰチップにより構成する
場合、図５に示されるように、ステップサイズαi の指
数減衰曲線を階段状に近似し、各チップ毎に一定のαi
を設定する。これにより、従来の射影法とほぼ同等の演
算量と記憶容量によりこの発明を実施することができ
る。
【００２０】この発明の収束特性の計算機シミュレーシ
ョン結果を図６に示す。計算機シミュレーションには実
測したインパルス応答（５１２タップ、サンプリング周
波数８kHz)を使用した。受話信号には音声信号を使用
し、反響信号にはＳ／Ｎ比＝３５dBとなるように近端雑
音を加えた。図６は反響消去量の収束特性の５０回の平
均値である。実線はこの発明、一点破線は射影法、二点
破線はＥＳ法、破線は学習同定法を用いた場合を示す。
ここにおいては、定常エコー消去量がほぼ等しくなる様
に、それぞれの方法のステップサイズを設定した。図６
に示される通り、反響消去量２０dBに達する収束速度は
学習同定法と比較して、ＥＳ法および射影法は約２倍、
この発明の方法は約４倍になることがわかる。
ョン結果を図６に示す。計算機シミュレーションには実
測したインパルス応答（５１２タップ、サンプリング周
波数８kHz)を使用した。受話信号には音声信号を使用
し、反響信号にはＳ／Ｎ比＝３５dBとなるように近端雑
音を加えた。図６は反響消去量の収束特性の５０回の平
均値である。実線はこの発明、一点破線は射影法、二点
破線はＥＳ法、破線は学習同定法を用いた場合を示す。
ここにおいては、定常エコー消去量がほぼ等しくなる様
に、それぞれの方法のステップサイズを設定した。図６
に示される通り、反響消去量２０dBに達する収束速度は
学習同定法と比較して、ＥＳ法および射影法は約２倍、
この発明の方法は約４倍になることがわかる。
【００２１】会議室内（残響時間３００ms（５００Hz)
）において行なった収束特性の実時間評価実験結果を
残留エコーレベル（＝ｅ(n) の電力レベル）を使用して
図７に示す。実験に使用した音響エコーキャンセラはＤ
ＳＰにより構成し、７kHz 帯域を２分割し、それぞれの
帯域（サンプリング周波数８kHz ）において３０７２タ
ップ（エコー消去時間３８４ms）とした。入力信号には
音声信号を使用した。収束特性の実時間評価結果（図
７）は、計算機シミュレーション結果（図６）とほぼ同
様であることがわかる。
）において行なった収束特性の実時間評価実験結果を
残留エコーレベル（＝ｅ(n) の電力レベル）を使用して
図７に示す。実験に使用した音響エコーキャンセラはＤ
ＳＰにより構成し、７kHz 帯域を２分割し、それぞれの
帯域（サンプリング周波数８kHz ）において３０７２タ
ップ（エコー消去時間３８４ms）とした。入力信号には
音声信号を使用した。収束特性の実時間評価結果（図
７）は、計算機シミュレーション結果（図６）とほぼ同
様であることがわかる。
【００２２】拡声通話系は人および物の移動による反響
路の変動が多く、これに迅速に適応できることは大きな
利点である。以上、音場のインパルス応答の変動量が指
数減衰特性を持つ場合について説明したが、他の任意の
変動特性を持つ場合であってもよい。また、インパルス
応答の変動特性を近似してステップサイズ行列の対角成
分αi を設定してもよい。
路の変動が多く、これに迅速に適応できることは大きな
利点である。以上、音場のインパルス応答の変動量が指
数減衰特性を持つ場合について説明したが、他の任意の
変動特性を持つ場合であってもよい。また、インパルス
応答の変動特性を近似してステップサイズ行列の対角成
分αi を設定してもよい。
【００２３】ディジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタ
を使用したものについて説明したが、他の任意のディジ
タルフィルタも使用することができる。また、アルゴリ
ズムが射影法の場合について説明したが、他のアルゴリ
ズムであってもよく、インパルス応答の変動特性が推定
するパラメータに及ぼす変動の大きさに応じて修正幅を
きめればよい。
を使用したものについて説明したが、他の任意のディジ
タルフィルタも使用することができる。また、アルゴリ
ズムが射影法の場合について説明したが、他のアルゴリ
ズムであってもよく、インパルス応答の変動特性が推定
するパラメータに及ぼす変動の大きさに応じて修正幅を
きめればよい。
【００２４】
【発明の効果】以上の通りであって、第２のステップサ
イズを有し、ノルム計算にもインパルス応答の変動特性
により重み付けをすることにより、ＥＳ法と射影法のそ
れぞれの利点を生かし、音響エコー経路の変動特性と入
力信号の相関除去を共に反映させたから、入力信号が音
声信号である場合にも安定に動作し、学習同定法を用い
た従来のエコーキャンセラと比較して、音声信号に対す
る収束速度を約４倍にした反響消去装置を得ることがで
きた。従って、通話品質が改善される。
イズを有し、ノルム計算にもインパルス応答の変動特性
により重み付けをすることにより、ＥＳ法と射影法のそ
れぞれの利点を生かし、音響エコー経路の変動特性と入
力信号の相関除去を共に反映させたから、入力信号が音
声信号である場合にも安定に動作し、学習同定法を用い
た従来のエコーキャンセラと比較して、音声信号に対す
る収束速度を約４倍にした反響消去装置を得ることがで
きた。従って、通話品質が改善される。
【図１】反響消去装置の従来例を示すブロック図。
【図２】ステップサイズ行列Ａの対角成分αi を示す
図。
図。
【図３】推定回路６の内部を示すブロック図。
【図４】この発明において使用される推定回路の内部を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図５】ステップサイズ行列Ａの対角成分αi を階段状
に近似する例を示す図。
に近似する例を示す図。
【図６】収束特性の計算機シミュレーション結果を示す
図。
図。
【図７】収束特性の実時間評価実験結果を示す図。
７ 疑似反響路
Claims (1)
- 【請求項１】 反響路への送出信号と送出信号の反響路
を経由した後の反響信号とから擬似反響路を生成し、送
出信号を擬似反響路の入力とすることにより得られる擬
似反響信号を反響信号から差し引くことにより反響信号
を消去する反響消去装置において、 擬似反響路はディジタルフィルタにより構成され、ディ
ジタルフィルタの係数は反響信号の消去誤差を最小とす
るように動作するアルゴリズムにより逐次的に修正され
るものであり、 フィルタ係数修正動作の大きさを調整する第１および第
２の修正幅（ステップサイズ）を有し、第１の修正幅は
反響路の変動に対して必要とされるフィルタ係数修正の
大きさに比例して重み付けられており、 アルゴリズム内で使用するノルム計算もまた第１の修正
幅により重み付けられていることを特徴とする反響消去
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4464992A JP2602750B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | 反響消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4464992A JP2602750B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | 反響消去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05244043A true JPH05244043A (ja) | 1993-09-21 |
| JP2602750B2 JP2602750B2 (ja) | 1997-04-23 |
Family
ID=12697292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4464992A Expired - Lifetime JP2602750B2 (ja) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | 反響消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2602750B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060429A (ja) * | 2005-08-25 | 2007-03-08 | Matsushita Electric Works Ltd | 拡声通話装置 |
| US7716044B2 (en) | 2003-02-07 | 2010-05-11 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Sound collecting method and sound collecting device |
-
1992
- 1992-03-02 JP JP4464992A patent/JP2602750B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7716044B2 (en) | 2003-02-07 | 2010-05-11 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Sound collecting method and sound collecting device |
| JP2007060429A (ja) * | 2005-08-25 | 2007-03-08 | Matsushita Electric Works Ltd | 拡声通話装置 |
| JP4650163B2 (ja) * | 2005-08-25 | 2011-03-16 | パナソニック電工株式会社 | 拡声通話装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2602750B2 (ja) | 1997-04-23 |
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