JPH0516690B2 - - Google Patents
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- JPH0516690B2 JPH0516690B2 JP58204831A JP20483183A JPH0516690B2 JP H0516690 B2 JPH0516690 B2 JP H0516690B2 JP 58204831 A JP58204831 A JP 58204831A JP 20483183 A JP20483183 A JP 20483183A JP H0516690 B2 JPH0516690 B2 JP H0516690B2
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- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は光通信用受信器のフロントエンドに適
用する前置増幅器に係り、特にインピーダンス制
御が可能なトランスインピーダンス型前置増幅器
に関する。
用する前置増幅器に係り、特にインピーダンス制
御が可能なトランスインピーダンス型前置増幅器
に関する。
光フアイバ通信は光フアイバの広帯域、低損失
性のため、従来の銅線を伝送路とする電気通信シ
ステムに比べ飛躍的に伝送距離を延ばすことが可
能であり、次世代の通信手段として最も有望視さ
れ実用化が積極的に進められている。光フアイバ
通信では、送受信間の長短によつて生じる受信電
力のレベル差は数十dBにも及び、従来はこのレ
ベル差をBON（Build Out Network）で調整し
ていた。しかし、最近ではこのBONによる調整
の繁雑を解消し、回線の保守を容易にするため広
い光ダイナミツクレンジを有する光受信器の開発
が重要な技術課題となつている。
性のため、従来の銅線を伝送路とする電気通信シ
ステムに比べ飛躍的に伝送距離を延ばすことが可
能であり、次世代の通信手段として最も有望視さ
れ実用化が積極的に進められている。光フアイバ
通信では、送受信間の長短によつて生じる受信電
力のレベル差は数十dBにも及び、従来はこのレ
ベル差をBON（Build Out Network）で調整し
ていた。しかし、最近ではこのBONによる調整
の繁雑を解消し、回線の保守を容易にするため広
い光ダイナミツクレンジを有する光受信器の開発
が重要な技術課題となつている。
第１図に従来よく用いられているトランスイン
ピーダンス型前置増幅器の構成図を示す。同図で
ａ図が基本構成、ｂ図が具体的構成例である。第
１図ａで端子１０１より入力された電流は反転増
幅器２０１及び抵抗１に各々分流される。反転増
幅器２０１は、入力電流が増加すると出力端子１
０２の電位v0が下がるよう動作する。出力電圧v0
が下がると抵抗１を介して流れる電流が増加し、
電圧増幅器２０１への入力電流は減少する。する
と出力電圧v0は上昇し、抵抗１を介して流れる電
流を減少させ、電圧増幅器２０１の入力電流を再
び増加させる。このような帰還動作により前置増
幅器としての平衡が達成される。
ピーダンス型前置増幅器の構成図を示す。同図で
ａ図が基本構成、ｂ図が具体的構成例である。第
１図ａで端子１０１より入力された電流は反転増
幅器２０１及び抵抗１に各々分流される。反転増
幅器２０１は、入力電流が増加すると出力端子１
０２の電位v0が下がるよう動作する。出力電圧v0
が下がると抵抗１を介して流れる電流が増加し、
電圧増幅器２０１への入力電流は減少する。する
と出力電圧v0は上昇し、抵抗１を介して流れる電
流を減少させ、電圧増幅器２０１の入力電流を再
び増加させる。このような帰還動作により前置増
幅器としての平衡が達成される。
次に、第１図ｂに示す具体的構成例について動
作原理を説明する。同図で、トランジスタ３、抵
抗２で反転増幅器を、トランジスタ４、抵抗５で
出力バツフア回路を夫々構成し、抵抗１により出
力端子１０２から入力端子１０１に電流帰還を行
う。即ち、端子１０１から入力される受光素子に
よつて光電変換された電流はトランジスタ３のベ
ース電流となり、増幅されて抵抗２の両端に電圧
として変換される。これは、トランジスタ４を介
して端子１０２に取出される一方、抵抗１を介し
て入力端子１０１に電流帰還され、入力電流の増
減を打消す方向に機能し、回路の平衡が保たれ
る。
作原理を説明する。同図で、トランジスタ３、抵
抗２で反転増幅器を、トランジスタ４、抵抗５で
出力バツフア回路を夫々構成し、抵抗１により出
力端子１０２から入力端子１０１に電流帰還を行
う。即ち、端子１０１から入力される受光素子に
よつて光電変換された電流はトランジスタ３のベ
ース電流となり、増幅されて抵抗２の両端に電圧
として変換される。これは、トランジスタ４を介
して端子１０２に取出される一方、抵抗１を介し
て入力端子１０１に電流帰還され、入力電流の増
減を打消す方向に機能し、回路の平衡が保たれ
る。
以上、述べたような従来のトランスインピーダ
ンス型前置増幅器では、通常反転増幅器の電圧利
得は30〜40dBと非常に大きくするため、入出力
伝達比、即ち、トランスインピーダンスZTは ZT＝v0／iS＝−iSZf／１＋１／Ａ（１＋Zf／Zi）……
(1) −Zf ……(2) となる。ここで、Ziは反転増幅器２０１の入力イ
ンピーダンス、Zfは帰還抵抗１のインピーダン
ス、Ａは電圧利得である。(1)式よりトランスイン
ピーダンスは抵抗１のインピーダンスにほぼ等し
く固定であるため、電流iSと共に出力信号v0の振
幅は増大する。一方、光中継器では前置増幅器の
出力信号を電圧増幅する増幅器が接続される。こ
の増幅器のデイジタル伝送の場合でも非線形歪は
−30〜−40dB以下に抑える必要があるが、入力
増大とともにこの非線形歪は急増する性質があ
り、通常、バイポーラトランジスタを用いた電圧
増幅器の入力電圧は高々200〜300mVに制限され
る。従つて、前置増幅器のトランスインピーダン
スが固定の場合には、電流iSの増大により出力電
圧が増大し、後段の電圧増幅器で大きな歪を発生
するため、線形動作領域は非常に狭い点があつ
た。ちなみにZf＝10KΩとすると電流iSは0.03mA
（光受信電力換算で−12dBm程度）以下となる。
ンス型前置増幅器では、通常反転増幅器の電圧利
得は30〜40dBと非常に大きくするため、入出力
伝達比、即ち、トランスインピーダンスZTは ZT＝v0／iS＝−iSZf／１＋１／Ａ（１＋Zf／Zi）……
(1) −Zf ……(2) となる。ここで、Ziは反転増幅器２０１の入力イ
ンピーダンス、Zfは帰還抵抗１のインピーダン
ス、Ａは電圧利得である。(1)式よりトランスイン
ピーダンスは抵抗１のインピーダンスにほぼ等し
く固定であるため、電流iSと共に出力信号v0の振
幅は増大する。一方、光中継器では前置増幅器の
出力信号を電圧増幅する増幅器が接続される。こ
の増幅器のデイジタル伝送の場合でも非線形歪は
−30〜−40dB以下に抑える必要があるが、入力
増大とともにこの非線形歪は急増する性質があ
り、通常、バイポーラトランジスタを用いた電圧
増幅器の入力電圧は高々200〜300mVに制限され
る。従つて、前置増幅器のトランスインピーダン
スが固定の場合には、電流iSの増大により出力電
圧が増大し、後段の電圧増幅器で大きな歪を発生
するため、線形動作領域は非常に狭い点があつ
た。ちなみにZf＝10KΩとすると電流iSは0.03mA
（光受信電力換算で−12dBm程度）以下となる。
本発明の目的は、従来技術の欠点に鑑み光送受
信器間直結から最大伝送距離までの伝送路損失を
無調整で吸収できる広いダイナミツクレンジをも
つ光受信器を実現するに不可欠なインピーダンス
可変型の前置増幅器を提供することにある。
信器間直結から最大伝送距離までの伝送路損失を
無調整で吸収できる広いダイナミツクレンジをも
つ光受信器を実現するに不可欠なインピーダンス
可変型の前置増幅器を提供することにある。
〔発明の概要〕
本発明は上記目的を達成するためにトランスイ
ンピーダンスを可変にする。トランスインピーダ
ンスは(1)式で反転増幅器２０１の利得Ａを変化さ
せることにより変えることができる。このため、
本発明では第１図ｂに示すトランジスタ３のコレ
クタ電流を２分岐し、分岐を流れる電流の分配率
を変えることにより利得を変化させ、且つ、分岐
された両電流を抵抗にて電圧変換した後、電圧加
算する。そしてこの電圧加算した信号を抵抗１に
て帰還し、前記２分岐された信号の一方を出力と
して取出す構成とする。
ンピーダンスを可変にする。トランスインピーダ
ンスは(1)式で反転増幅器２０１の利得Ａを変化さ
せることにより変えることができる。このため、
本発明では第１図ｂに示すトランジスタ３のコレ
クタ電流を２分岐し、分岐を流れる電流の分配率
を変えることにより利得を変化させ、且つ、分岐
された両電流を抵抗にて電圧変換した後、電圧加
算する。そしてこの電圧加算した信号を抵抗１に
て帰還し、前記２分岐された信号の一方を出力と
して取出す構成とする。
以下、本発明を実施例によつ説明する。第２図
は本発明の骨子となる基本構成を示す接続図で、
３０１は電流従型層定電電流源、３０２は定電流
源３０１の電流を端子１１３，１１４に印加され
る制御信号によつて分流する電流分配器、３０３
は分流された信号電流を出力電圧として取出すた
めの負荷回路、３０４は負荷回路３０３の出力を
電圧加算する電圧加算回路、３０５は電圧加算し
た信号を入力に電流帰還するための帰還回路、
又、１１１，１１２は出力端子である。尚、負荷
回路３０３中の１３，１４は負荷抵抗である。次
に、第２図を参照しながら、本発明の動作原理を
述べる。端子１０１から入力される受光素子によ
つて光電変換された電流が零の場合、定電流源３
０１には電圧加算回路３０４より帰還回路３０５
を介して電流が供給される。定電流源３０１は電
流従属型であるからこの電流に応じた電流を発生
し、これが電流分配器３０２にて分流される。例
えば、端子１１３，１１４の制御信号が等しけれ
ば定電流源３０１の電流は1/2ずつ分流される。
分流された後の信号電流は負荷回路３０３によつ
て電圧に変換され、出力として端子１１１或いは
１１２から取出される一方、電圧加算回路３０４
に供給される。
は本発明の骨子となる基本構成を示す接続図で、
３０１は電流従型層定電電流源、３０２は定電流
源３０１の電流を端子１１３，１１４に印加され
る制御信号によつて分流する電流分配器、３０３
は分流された信号電流を出力電圧として取出すた
めの負荷回路、３０４は負荷回路３０３の出力を
電圧加算する電圧加算回路、３０５は電圧加算し
た信号を入力に電流帰還するための帰還回路、
又、１１１，１１２は出力端子である。尚、負荷
回路３０３中の１３，１４は負荷抵抗である。次
に、第２図を参照しながら、本発明の動作原理を
述べる。端子１０１から入力される受光素子によ
つて光電変換された電流が零の場合、定電流源３
０１には電圧加算回路３０４より帰還回路３０５
を介して電流が供給される。定電流源３０１は電
流従属型であるからこの電流に応じた電流を発生
し、これが電流分配器３０２にて分流される。例
えば、端子１１３，１１４の制御信号が等しけれ
ば定電流源３０１の電流は1/2ずつ分流される。
分流された後の信号電流は負荷回路３０３によつ
て電圧に変換され、出力として端子１１１或いは
１１２から取出される一方、電圧加算回路３０４
に供給される。
次に、端子１０１から入力される電流が増える
場合を考える。入力電流が増えると定電流源３０
１に流入する電流も増加するから定電流源３０１
の電流も増加する。従つて、端子１１３，１１４
の制御信号が変わらないとすると電流分配器３０
２によつて分流される電流も共に増加し、更に、
負荷回路３０３中の抵抗１３，１４の電圧降下も
増大する。それ故、端子１１１，１１２の出力電
圧は入力電流が零の時より下がつたレベルとな
る。又、電圧加算回路３０４の出力電圧も下がる
から、定電流源３０１、電流分配器３０２、負荷
回路３０３、電圧加算回路３０４で構成される増
幅器２０１の利得が十分大きければ帰還回路３０
５により帰還される電流は入力電流にほぼ等しく
減少する。帰還電流は入力電圧と電圧加算回路３
０４の出力電圧が等しくなつた時零となり、その
後入力電流が増加すると電圧加算回路３０４の出
力電圧は下がるから流れる方向が逆となり入力電
流の増加分の一部を分流したものとなる。
場合を考える。入力電流が増えると定電流源３０
１に流入する電流も増加するから定電流源３０１
の電流も増加する。従つて、端子１１３，１１４
の制御信号が変わらないとすると電流分配器３０
２によつて分流される電流も共に増加し、更に、
負荷回路３０３中の抵抗１３，１４の電圧降下も
増大する。それ故、端子１１１，１１２の出力電
圧は入力電流が零の時より下がつたレベルとな
る。又、電圧加算回路３０４の出力電圧も下がる
から、定電流源３０１、電流分配器３０２、負荷
回路３０３、電圧加算回路３０４で構成される増
幅器２０１の利得が十分大きければ帰還回路３０
５により帰還される電流は入力電流にほぼ等しく
減少する。帰還電流は入力電圧と電圧加算回路３
０４の出力電圧が等しくなつた時零となり、その
後入力電流が増加すると電圧加算回路３０４の出
力電圧は下がるから流れる方向が逆となり入力電
流の増加分の一部を分流したものとなる。
本発明は電流分配器３０２にて分流された信号
を電圧加算回路３０４にて再び合成して帰還する
ので帰還動作に関しては第１図に示す従来型の前
置増幅器と同じである。本発明が最も従来と異な
る点はインピーダンスを可変にするために、増幅
器２０１の利得を変える手段として電流分配器３
０２を具備し、且つ、常に安定な帰還を行うため
に電圧加算回路３０４を併用したことであり、こ
の構成により広い範囲に亘りインピーダンスを可
変する手段を実現したことにある。インピーダン
スは端子１１３，１１４の制御信号によつて可変
でき、原理的に零から抵抗１３，１４のインピー
ダンスまで任意に変えられる。
を電圧加算回路３０４にて再び合成して帰還する
ので帰還動作に関しては第１図に示す従来型の前
置増幅器と同じである。本発明が最も従来と異な
る点はインピーダンスを可変にするために、増幅
器２０１の利得を変える手段として電流分配器３
０２を具備し、且つ、常に安定な帰還を行うため
に電圧加算回路３０４を併用したことであり、こ
の構成により広い範囲に亘りインピーダンスを可
変する手段を実現したことにある。インピーダン
スは端子１１３，１１４の制御信号によつて可変
でき、原理的に零から抵抗１３，１４のインピー
ダンスまで任意に変えられる。
第３図は、本発明の具体的な一実施例を示すも
ので９，１０，１１，１２，１５，１６はトラン
ジスタ、１７，１８，１９，２０，２１は抵抗で
ある。第３図の実施例が第２図と異なるのは抵抗
２１及びトランジスタ９から成る入力バツフア回
路挿入されていることであるが動作的には同じで
ある。入力バツフア回路を除いてもよく、この場
合は第２図と同じ構成となる。第３図において入
力バツフア回路を含むトランジスタ１０が第２図
の定電流源３０１に、又、同様にトランジスタ１
１，１２が電流分配器３０２に、トランジスタ１
５，１６、抵抗１７，１８，１９が電圧加算回路
３０３に、抵抗２０が帰還回路３０４に夫々相当
する。ここで、第３図に示す本発明の実施例の動
作を簡単に説明する。端子１０１から入力される
電流はトランジスタ９のベース電流となるが、こ
のベース電流が増えるトランジスタ９のベース、
エミツタ間電圧が微小に増加する。即ち、トラン
ジスタ９のエミツタ・ベース間電圧VBEは、エミ
ツタ電流をie、ベース電流をib、電流増幅率を
hFE、飽和電流をiepとすれば、原理的に次式で与
えられる。
ので９，１０，１１，１２，１５，１６はトラン
ジスタ、１７，１８，１９，２０，２１は抵抗で
ある。第３図の実施例が第２図と異なるのは抵抗
２１及びトランジスタ９から成る入力バツフア回
路挿入されていることであるが動作的には同じで
ある。入力バツフア回路を除いてもよく、この場
合は第２図と同じ構成となる。第３図において入
力バツフア回路を含むトランジスタ１０が第２図
の定電流源３０１に、又、同様にトランジスタ１
１，１２が電流分配器３０２に、トランジスタ１
５，１６、抵抗１７，１８，１９が電圧加算回路
３０３に、抵抗２０が帰還回路３０４に夫々相当
する。ここで、第３図に示す本発明の実施例の動
作を簡単に説明する。端子１０１から入力される
電流はトランジスタ９のベース電流となるが、こ
のベース電流が増えるトランジスタ９のベース、
エミツタ間電圧が微小に増加する。即ち、トラン
ジスタ９のエミツタ・ベース間電圧VBEは、エミ
ツタ電流をie、ベース電流をib、電流増幅率を
hFE、飽和電流をiepとすれば、原理的に次式で与
えられる。
VBE＝αln（ie／iep） ……(3)
ただし、ie＝hFEib、αはｑ／kTで示される定
数であり、ｑは電荷素量、ｋはボルツマン定数、
Ｔは温度である。
数であり、ｑは電荷素量、ｋはボルツマン定数、
Ｔは温度である。
ベース電流がibからΔibだけ増加すると、式(3)
よりエミツタ電流の増加量Δieは、 Δie＝hFEΔib ……(4) これから、式(1)(2)よりトランジスタ９のエミツ
タ・ベース間電圧は、 ΔVBE＝αln（１＋hFEΔib／ie） ……(5) 分増加する。
よりエミツタ電流の増加量Δieは、 Δie＝hFEΔib ……(4) これから、式(1)(2)よりトランジスタ９のエミツ
タ・ベース間電圧は、 ΔVBE＝αln（１＋hFEΔib／ie） ……(5) 分増加する。
第３図の回路では、Δibは入力電流iSに等しい
ので式(5)は、 ΔVBE＝αln（１＋hFEiS／ie） ……(6) となる。
ので式(5)は、 ΔVBE＝αln（１＋hFEiS／ie） ……(6) となる。
一方、ベース電流ibが増加すると、トランジス
タ９に流れるエミツタ電流が増加するため、抵抗
２１の両端電圧が大きくなる。このため、トラン
ジスタ９のエミツタ電位は上昇し、トランジスタ
１０のコレクタ電流を増加させる方向に働く。従
つて、端子１１３，１１４の電位が一定であると
すればトランジスタ１１，１２に流れる電流も増
加するから、抵抗１３，１４の電圧降下も増加す
る。従つて、出力端子１１１，１１２の電位が下
がる。ここで、出力端子１１１，１１２の電位の
交流分をそれぞれv0，0、また抵抗１７，１８を
RE1、抵抗１９をRE2、抵抗１７，１８と抵抗１
９の接続点の電位の交流分をｖとすれば、 ｖv0＋0／２＋RE1／RE2 ……(7) となる。また、抵抗１３，１４をRL、トランジ
スタ１１，１２に流れる電流の分配率をそれぞれ
Ｋ、（１−Ｋ）、トランジスタ１０の電流をｉとす
れば、 v0＝RLKi 0＝RL（１−Ｋ）ｉ ……(8) であるから(7)式は ｖ＝RLｉ／２＋RE1／RE2 ……(9) となり、ｖは電流分配率に関係なく、電流ｉに応
じて変化する。即ち、帰還電圧ｖの変化はトラン
ジスタ１０を流れる電流ｉによつて決定され、ト
ランジスタ１１，１２の電流分配の状態には無関
係となり安定な負帰還動作が実行されることが分
る。一方、端子１１１および１１２のそれぞれか
ら出力電圧を取りだすときのトランスインピーダ
ンスZT1、ZT2はそれぞれ次式のとおりとなる。
タ９に流れるエミツタ電流が増加するため、抵抗
２１の両端電圧が大きくなる。このため、トラン
ジスタ９のエミツタ電位は上昇し、トランジスタ
１０のコレクタ電流を増加させる方向に働く。従
つて、端子１１３，１１４の電位が一定であると
すればトランジスタ１１，１２に流れる電流も増
加するから、抵抗１３，１４の電圧降下も増加す
る。従つて、出力端子１１１，１１２の電位が下
がる。ここで、出力端子１１１，１１２の電位の
交流分をそれぞれv0，0、また抵抗１７，１８を
RE1、抵抗１９をRE2、抵抗１７，１８と抵抗１
９の接続点の電位の交流分をｖとすれば、 ｖv0＋0／２＋RE1／RE2 ……(7) となる。また、抵抗１３，１４をRL、トランジ
スタ１１，１２に流れる電流の分配率をそれぞれ
Ｋ、（１−Ｋ）、トランジスタ１０の電流をｉとす
れば、 v0＝RLKi 0＝RL（１−Ｋ）ｉ ……(8) であるから(7)式は ｖ＝RLｉ／２＋RE1／RE2 ……(9) となり、ｖは電流分配率に関係なく、電流ｉに応
じて変化する。即ち、帰還電圧ｖの変化はトラン
ジスタ１０を流れる電流ｉによつて決定され、ト
ランジスタ１１，１２の電流分配の状態には無関
係となり安定な負帰還動作が実行されることが分
る。一方、端子１１１および１１２のそれぞれか
ら出力電圧を取りだすときのトランスインピーダ
ンスZT1、ZT2はそれぞれ次式のとおりとなる。
ZT1＝−v0／iS
≒Ｋ｛２＋（R18／R19）｝・R20
ZT2＝−1／iS
≒（１−Ｋ）｛２＋（R18／R19）｝・R20
……(10) ただし、R18、R19、R20はそれぞれ抵抗１７
（及び抵抗１８）、抵抗１９、抵抗２０の抵抗値。
すなわち、端子１１３，１１４に印加する制御電
圧により電流分配比Ｋ：（１−Ｋ）を制御してト
ランスインピーダンスを制御できる。
……(10) ただし、R18、R19、R20はそれぞれ抵抗１７
（及び抵抗１８）、抵抗１９、抵抗２０の抵抗値。
すなわち、端子１１３，１１４に印加する制御電
圧により電流分配比Ｋ：（１−Ｋ）を制御してト
ランスインピーダンスを制御できる。
第４図は本発明の主要構成回路の一つである電
流分配器３０３の他の一実施例を示す。図で５
１，５２は抵抗、６０１，６０２は定電流源であ
り、電流分配器としての基本動作は第３図と同じ
である。抵抗５１，５２、定電流源６０１，６０
２はトランジスタ１１，１２に流れる電流分配率
の変化を緩和し、非線形歪を軽減するために挿入
したもので、抵抗５１，５２の電流帰還効果を利
用したものである。抵抗５１あるいは５２の値を
任意に選択することにより、所要の制御特性を得
ることが可能である。
流分配器３０３の他の一実施例を示す。図で５
１，５２は抵抗、６０１，６０２は定電流源であ
り、電流分配器としての基本動作は第３図と同じ
である。抵抗５１，５２、定電流源６０１，６０
２はトランジスタ１１，１２に流れる電流分配率
の変化を緩和し、非線形歪を軽減するために挿入
したもので、抵抗５１，５２の電流帰還効果を利
用したものである。抵抗５１あるいは５２の値を
任意に選択することにより、所要の制御特性を得
ることが可能である。
第５図にトランスインピーダンスの可変特性例
を示す。この実施例では、インピーダンス可変範
囲は４〜14KΩであるが、電流iSを0.2mA程度ま
で入力可能であり、従来の１桁以上のダイナミツ
クレンジを実現できることが分る。また、小信号
では20〜30dBのインピーダンス可変範囲が得ら
れる。
を示す。この実施例では、インピーダンス可変範
囲は４〜14KΩであるが、電流iSを0.2mA程度ま
で入力可能であり、従来の１桁以上のダイナミツ
クレンジを実現できることが分る。また、小信号
では20〜30dBのインピーダンス可変範囲が得ら
れる。
以上の説明により本発明は外部からの制御信号
によつてトランスインピーダンスを可変にできる
ことは明らかである。従つて、光入力信号に応じ
てトランスインピーダンスを制御すれば、前置増
幅器の出力電圧を一定とすることも可能であり、
後段の主増幅器に対する入力信号レベルが過大と
なることがないようにすることもできる。
によつてトランスインピーダンスを可変にできる
ことは明らかである。従つて、光入力信号に応じ
てトランスインピーダンスを制御すれば、前置増
幅器の出力電圧を一定とすることも可能であり、
後段の主増幅器に対する入力信号レベルが過大と
なることがないようにすることもできる。
以上、本発明によれば増幅器の利得を制御する
ことによりトランスインピーダンスを可変にでき
前置増幅器の出力電圧レベルを任意に設定可能と
なるため、後役の主増幅器の過大入力による大き
な非線形歪発生を避けることができる。従つて、
本発明により広い光ダイナミツクレンジの光受信
器を実現できる。実験では30dB以上の光ダイナ
ミツクレンジが得られており、従来に比べ10dB
以上の改善が得られた。本発明によれば従来用い
ていたBONを不用とすることが可能であり、回
線の布設、保守にかかる作業量の大幅な低減がで
きる。本発明は光通信のフロントエンドとして好
適であり、人件費削減に大きな効果が期待でき
る。
ことによりトランスインピーダンスを可変にでき
前置増幅器の出力電圧レベルを任意に設定可能と
なるため、後役の主増幅器の過大入力による大き
な非線形歪発生を避けることができる。従つて、
本発明により広い光ダイナミツクレンジの光受信
器を実現できる。実験では30dB以上の光ダイナ
ミツクレンジが得られており、従来に比べ10dB
以上の改善が得られた。本発明によれば従来用い
ていたBONを不用とすることが可能であり、回
線の布設、保守にかかる作業量の大幅な低減がで
きる。本発明は光通信のフロントエンドとして好
適であり、人件費削減に大きな効果が期待でき
る。
第１図は従来の前置増幅器の接続図、第２図は
本発明の原理を示す基本接続図、第３図は本発明
の一実施例を示す接続図、第４図は本発明の構成
要素である電流分配器の他の一実施例を示す接続
図、第５図は本発明の一実施例におけるトランス
インピーダンス可変特性例を示した図である。 ３０１……電流従属型定電流源、３０２……電
流分配器、３０３……負荷回路、３０４……電圧
加算器。
本発明の原理を示す基本接続図、第３図は本発明
の一実施例を示す接続図、第４図は本発明の構成
要素である電流分配器の他の一実施例を示す接続
図、第５図は本発明の一実施例におけるトランス
インピーダンス可変特性例を示した図である。 ３０１……電流従属型定電流源、３０２……電
流分配器、３０３……負荷回路、３０４……電圧
加算器。
Claims (1)
- １ 入力端への入力電流に対応し、その増減を増
幅した電流を発生する電流従属型定電流源と、上
記定電流源の負荷となる第１、第２の負荷素子
と、上記定電流源の電流を外部制御信号に応じた
分配比で上記第１、第２の負荷素子に分配する分
配回路と、上記第１、第２の負荷素子のそれぞれ
の端子からの出力電圧信号の加算信号を出力する
電圧加算手段と、上記電圧加算手段の出力と上記
入力端とを接続する帰還用抵抗を有し、上記入力
電流を上記分配比にて制御されるトランスインピ
ーダンスのもとでの出力電圧に変換して上記第
１、第２の負荷素子の少なくとも一方の端子から
得ることを特徴とする前置増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204831A JPS6097709A (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 前置増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58204831A JPS6097709A (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 前置増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6097709A JPS6097709A (ja) | 1985-05-31 |
| JPH0516690B2 true JPH0516690B2 (ja) | 1993-03-05 |
Family
ID=16497103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58204831A Granted JPS6097709A (ja) | 1983-11-02 | 1983-11-02 | 前置増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6097709A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0398517U (ja) * | 1990-01-29 | 1991-10-14 | ||
| JPH03244206A (ja) * | 1990-02-22 | 1991-10-31 | Canon Inc | 増幅装置 |
| JP4935003B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2012-05-23 | アイコム株式会社 | 可変利得増幅器及び差動増幅器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5013029A (ja) * | 1973-04-11 | 1975-02-10 |
-
1983
- 1983-11-02 JP JP58204831A patent/JPS6097709A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5013029A (ja) * | 1973-04-11 | 1975-02-10 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6097709A (ja) | 1985-05-31 |
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