JPH0485791A - 半導体記憶装置 - Google Patents
半導体記憶装置Info
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- JPH0485791A JPH0485791A JP2197986A JP19798690A JPH0485791A JP H0485791 A JPH0485791 A JP H0485791A JP 2197986 A JP2197986 A JP 2197986A JP 19798690 A JP19798690 A JP 19798690A JP H0485791 A JPH0485791 A JP H0485791A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は半導体記憶装置さらには読出しデータの出力系
の改良技術に関し1例えばスタティック・ランダム・ア
クセス・メモリ(SRAMと略記する)に適用して有効
な技術に関する。
の改良技術に関し1例えばスタティック・ランダム・ア
クセス・メモリ(SRAMと略記する)に適用して有効
な技術に関する。
SRAMはダイナミックRAMに比較して1/4の集積
度であり、1ビット当りのコストが高いという欠点があ
るものの、リフレッシュ動作が不要でメモリの動作タイ
ミングが容易なことなどからマイクロコンピュータや端
末メモリシステムなどに広く使用される。
度であり、1ビット当りのコストが高いという欠点があ
るものの、リフレッシュ動作が不要でメモリの動作タイ
ミングが容易なことなどからマイクロコンピュータや端
末メモリシステムなどに広く使用される。
SRAMは、基本的にはマトリクス状に所定の容量で配
列されたメモリセルアレイと、任意のメモリセルを選択
するための行(row)及び列(c o 1 umn)
デコーダや、データの入出力系並びにその制御系などで
構成される。更にSRAMでは一般に入出力信号のレベ
ルがTTLコンパチブルとされるため、TTLレベルを
MOSレベルに変換するためのバッファ回路が設けられ
る。
列されたメモリセルアレイと、任意のメモリセルを選択
するための行(row)及び列(c o 1 umn)
デコーダや、データの入出力系並びにその制御系などで
構成される。更にSRAMでは一般に入出力信号のレベ
ルがTTLコンパチブルとされるため、TTLレベルを
MOSレベルに変換するためのバッファ回路が設けられ
る。
ところでこのようなSRAMにおいては、高速化及び出
力ノイズの低減のため、ATDパルス(アドレス信号の
変化を示す信号)により内部データのイコライズ及び出
力データのトライステートを行っている。すなわち第5
図に示されるように従来のSRAMでは、ATDパルス
に同期してセンスアンプ出力、メインアンプ出力がイコ
ライズされ、また出力回路(出力バッファ)のデータ出
力がトライステートされる。
力ノイズの低減のため、ATDパルス(アドレス信号の
変化を示す信号)により内部データのイコライズ及び出
力データのトライステートを行っている。すなわち第5
図に示されるように従来のSRAMでは、ATDパルス
に同期してセンスアンプ出力、メインアンプ出力がイコ
ライズされ、また出力回路(出力バッファ)のデータ出
力がトライステートされる。
尚、SRAMについて記載された文献の例としては、昭
和59年11月30日に株式会社オーム社より発行され
たrLSIハンドブック」がある。
和59年11月30日に株式会社オーム社より発行され
たrLSIハンドブック」がある。
しかしながら上記従来技術によれば、データ出力がトラ
イステートされるため、メモリ応用システムでのデータ
バスが一時的にフローティング状態とされる場合があり
、かかる場合に当該データバスにノイズが混入するとそ
れがデータバス上で異常レベルとなり、システム誤動作
を招来するという欠点があり、またそうかといって単に
データのトライステートを省略した場合には内部データ
のイコライズ期間において出力回路の出力状態が急激に
変化して所謂発振状態となってしまうことが、本発明者
により明らかにされた。
イステートされるため、メモリ応用システムでのデータ
バスが一時的にフローティング状態とされる場合があり
、かかる場合に当該データバスにノイズが混入するとそ
れがデータバス上で異常レベルとなり、システム誤動作
を招来するという欠点があり、またそうかといって単に
データのトライステートを省略した場合には内部データ
のイコライズ期間において出力回路の出力状態が急激に
変化して所謂発振状態となってしまうことが、本発明者
により明らかにされた。
本発明の目的は1発信状態を招来することなく、データ
出力のトライステートを省略することによりメモリ応用
システムでの誤動作防止を図ることができる技術を提供
することにある。
出力のトライステートを省略することによりメモリ応用
システムでの誤動作防止を図ることができる技術を提供
することにある。
本発明の前記並びにそのほかの目的と新規な特徴は本明
細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を簡単に説明すれば下記の通りである。
を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、アドレス信号の変化を示す信号に応じてアド
レス変化直前の増幅回路出力状態を保持するラッチ回路
を含んで半導体記憶装置を構成するものである。このラ
ッチ回路はトランスファゲートを介して上記増幅回路に
結合させることができ、この場合に上記ラッチ回路での
データ保持期間において増幅回路とラッチ回路との間が
高インピーダンスとされるように構成することができる
。
レス変化直前の増幅回路出力状態を保持するラッチ回路
を含んで半導体記憶装置を構成するものである。このラ
ッチ回路はトランスファゲートを介して上記増幅回路に
結合させることができ、この場合に上記ラッチ回路での
データ保持期間において増幅回路とラッチ回路との間が
高インピーダンスとされるように構成することができる
。
また半導体記憶装置においては、高速動作と耐ノイズ性
向上の見地から読出しデータの伝達を相補線によって行
うのが一般的であるが、このような場合に上記ラッチ回
路は、当該相補線に対応する一組のフリップフロップに
よって構成することができる。
向上の見地から読出しデータの伝達を相補線によって行
うのが一般的であるが、このような場合に上記ラッチ回
路は、当該相補線に対応する一組のフリップフロップに
よって構成することができる。
上記した手段によれば、上記ラッチ回路はアドレス信号
の変化を示す信号に応じてアドレス変化直前の増幅回路
出力状態を保持し、この保持値がメモリ応用システムで
のデータバスに出力可能とされる。このことが、データ
出力のトライステートを省略しても発振状態を招来する
ことなく、メモリ応用システムでの誤動作を防止するよ
うに作用する。
の変化を示す信号に応じてアドレス変化直前の増幅回路
出力状態を保持し、この保持値がメモリ応用システムで
のデータバスに出力可能とされる。このことが、データ
出力のトライステートを省略しても発振状態を招来する
ことなく、メモリ応用システムでの誤動作を防止するよ
うに作用する。
第10図には本発明の一実施例であるS RAMが示さ
れる。同図に示されるSRAMは、特に制限されないが
、公知の半導体集積技術により単結晶シリコンなどの一
つの半導体基板に形成される。
れる。同図に示されるSRAMは、特に制限されないが
、公知の半導体集積技術により単結晶シリコンなどの一
つの半導体基板に形成される。
第10図に示されるSRAMは記憶部としてのメモリセ
ルアレイ1を有し、このメモリセルアレイ1は、データ
をスタティックに保持するための複数のメモリセルがア
レイ状に配列されて成り、特に制限されないが、動作時
の定常電流を低減するため、アドレス信号を作用するこ
とにより複数のメモリマットに分割可能とされる。複数
のメモリセルはワード線及びデータ線に結合される。
ルアレイ1を有し、このメモリセルアレイ1は、データ
をスタティックに保持するための複数のメモリセルがア
レイ状に配列されて成り、特に制限されないが、動作時
の定常電流を低減するため、アドレス信号を作用するこ
とにより複数のメモリマットに分割可能とされる。複数
のメモリセルはワード線及びデータ線に結合される。
メモリセルアレイ1のワード線駆動は、Xアドレス(行
アドレス)デコーダ2の出力に基づいて行われる。この
Xデコーダ2はワードドライバを備え、前段のアドレス
バッファ4よりのアドレス信号A、〜Aiの下位数ビッ
トをデコードしてワード線駆動信号を生成する6 メモリセルアレイ1のデータ線はYアドレスデコーダ(
列デコーダ)3のデコード出力で制御される列選択スイ
ッチ7を介してメモリマット毎のコモンデータ線にまと
められ、メモリマットに対応して配置されたセンスアン
プ等を含む書込み読出し回路8に結合される。尚、上R
yアドレスデコーダ3はアドレスバッファ4よりのアド
レス信号A0〜Aiの上位数ビットをデコードすること
により列選択スイッチ7の制御信号を生成する。
アドレス)デコーダ2の出力に基づいて行われる。この
Xデコーダ2はワードドライバを備え、前段のアドレス
バッファ4よりのアドレス信号A、〜Aiの下位数ビッ
トをデコードしてワード線駆動信号を生成する6 メモリセルアレイ1のデータ線はYアドレスデコーダ(
列デコーダ)3のデコード出力で制御される列選択スイ
ッチ7を介してメモリマット毎のコモンデータ線にまと
められ、メモリマットに対応して配置されたセンスアン
プ等を含む書込み読出し回路8に結合される。尚、上R
yアドレスデコーダ3はアドレスバッファ4よりのアド
レス信号A0〜Aiの上位数ビットをデコードすること
により列選択スイッチ7の制御信号を生成する。
上記アドレスバッファ4よりのアドレス信号A〜Aiは
アドレス変化検出(ATDと略記する)回路5へも伝達
される。このATD回路5は、アドレス信号A、〜Ai
の変化を検出することにより当該アドレス信号に同期し
て内部タイミング信号を生成する機能を有する。このタ
イミング信号は、後段に配置されたコントローラ6に取
込まれるようになっている。またコントローラ6には、
外部から伝達されるライトイネーブル信号WEやチップ
セレクト信号C8が取込まれ、当該コントローラ6は、
これら各種信号に基づいて本実施例SRAM各部の動作
を制御する。
アドレス変化検出(ATDと略記する)回路5へも伝達
される。このATD回路5は、アドレス信号A、〜Ai
の変化を検出することにより当該アドレス信号に同期し
て内部タイミング信号を生成する機能を有する。このタ
イミング信号は、後段に配置されたコントローラ6に取
込まれるようになっている。またコントローラ6には、
外部から伝達されるライトイネーブル信号WEやチップ
セレクト信号C8が取込まれ、当該コントローラ6は、
これら各種信号に基づいて本実施例SRAM各部の動作
を制御する。
第1図には、第1O図に示されるSRAMの読出しデー
タ出力系の詳細が示される。
タ出力系の詳細が示される。
同図に示されるように読出しデータ出力系には、センス
アンプ10−1.10−2.・・・、メインアンプ12
、ラッチ回路15、出力回路16が含まれ、それらが相
補線(d、d)によって結合される。
アンプ10−1.10−2.・・・、メインアンプ12
、ラッチ回路15、出力回路16が含まれ、それらが相
補線(d、d)によって結合される。
センスアンプ10−1.10−2.・・・はメモリセル
アレイ1におけるメモリマット分割に対応して配置され
る。すなわちデータ線に読出された信号は列選択スイッ
チを介してコモンデータ線に伝達されるが、コモンデー
タ線の電位差は通常1v以下と小さく、このためメモリ
マット毎に配置されたセンスアンプ10−1.10−2
.・・・で増幅された後に内部データバス11に送出さ
れるようになっている。
アレイ1におけるメモリマット分割に対応して配置され
る。すなわちデータ線に読出された信号は列選択スイッ
チを介してコモンデータ線に伝達されるが、コモンデー
タ線の電位差は通常1v以下と小さく、このためメモリ
マット毎に配置されたセンスアンプ10−1.10−2
.・・・で増幅された後に内部データバス11に送出さ
れるようになっている。
センスアンプ10−1.10−2.・・・は同一構成と
され、上記コントローラ6からのセンスアンプコントロ
ール信号5ACI、5AC2,・・がアサートされるこ
とにより個別的に活性化される。
され、上記コントローラ6からのセンスアンプコントロ
ール信号5ACI、5AC2,・・がアサートされるこ
とにより個別的に活性化される。
例えばセンスアンプ10−1は、特に制限されないが、
CMOSタイプとされ、基本的にはPチャンネルMOS
FETQI、Q2.及びQ6.Q7を負荷とした2つの
電圧差動形増幅器より成る。
CMOSタイプとされ、基本的にはPチャンネルMOS
FETQI、Q2.及びQ6.Q7を負荷とした2つの
電圧差動形増幅器より成る。
すなわち第1の増幅器はPチャンネルMO3FETQI
、Q2及びNチャンネルMO3FETQ3゜Q4.Q5
より成り、また第2の増幅器はPチャンネルMO8FE
TQ6.Q7及びNチャンネルM、05FETQ8.Q
9.QIOより成る。センスアンプコントロール信号5
ACIで制御されるMO8FETQ5.QIOが定電流
素子を兼ねている。第1.第2の増幅器はシングルエン
ド形とされるため、2回路を並列に用いることにより一
対の相補出力(d、d)が得られ、それが内部データバ
ス11に載せられるようになっている。
、Q2及びNチャンネルMO3FETQ3゜Q4.Q5
より成り、また第2の増幅器はPチャンネルMO8FE
TQ6.Q7及びNチャンネルM、05FETQ8.Q
9.QIOより成る。センスアンプコントロール信号5
ACIで制御されるMO8FETQ5.QIOが定電流
素子を兼ねている。第1.第2の増幅器はシングルエン
ド形とされるため、2回路を並列に用いることにより一
対の相補出力(d、d)が得られ、それが内部データバ
ス11に載せられるようになっている。
また内部データバス11には相補線(cl、d)を橋絡
するように、NチャンネルMO8FETQ11、Pチャ
ンネルMO5FETQ12より成るトランスファゲート
が結合され、このトランスファゲートにより上記センス
アンプ10−1.10−2.・・・の出力のイコライズ
が行われるようになっている。このイコライズのタイミ
ングは、上記コントローラ6より出力されるイコライズ
タイミング信号φEQ、、φEQ、によって制御される
。
するように、NチャンネルMO8FETQ11、Pチャ
ンネルMO5FETQ12より成るトランスファゲート
が結合され、このトランスファゲートにより上記センス
アンプ10−1.10−2.・・・の出力のイコライズ
が行われるようになっている。このイコライズのタイミ
ングは、上記コントローラ6より出力されるイコライズ
タイミング信号φEQ、、φEQ、によって制御される
。
更に上記内部データバス11には、当該データバス11
上のデータを増幅するメインアンプ12が結合される。
上のデータを増幅するメインアンプ12が結合される。
このメインアンプ12は特に制限されないが、上記セン
スアンプ10−1や10−2と同様に構成される。すな
わち、PチャンネルMO8FETQ13.Q14及びQ
18.Q19を負荷とした2つの電圧差動増幅器を含ん
でなる。
スアンプ10−1や10−2と同様に構成される。すな
わち、PチャンネルMO8FETQ13.Q14及びQ
18.Q19を負荷とした2つの電圧差動増幅器を含ん
でなる。
第1の増幅器はPチャンネルMOSFETQI3゜Q1
4及びNチャンネルMO8FETQ15.Q16、Q1
7より成り、第2の増幅器はPチャンネルMO5FET
Q18.Q19及びNチャンネルMO5FETQ20.
Q21.Q22より成る。
4及びNチャンネルMO8FETQ15.Q16、Q1
7より成り、第2の増幅器はPチャンネルMO5FET
Q18.Q19及びNチャンネルMO5FETQ20.
Q21.Q22より成る。
MO5FETQ17.、Q22は上記コントローラ6か
らのメインアンプコントロール信号MACによって活性
化される。また第1.第2の増幅器が並列に用いられる
ことにより一対の相補出力(d。
らのメインアンプコントロール信号MACによって活性
化される。また第1.第2の増幅器が並列に用いられる
ことにより一対の相補出力(d。
d)が得られ、それが当該メインアンプの出力として後
段のインバータ13.14に伝達される。
段のインバータ13.14に伝達される。
そしてこのメインアンプ12の相補出力線には上記コン
トローラ6からのメインアンプコントロール信号MAC
によって駆動される。PチャンネルMO5FETQ23
及びQ24が結合される。このMO8FETQ23.Q
24のドレインには電源電圧Vccが印加されるように
なっており、当該メインアンプ12の非活性期間におい
て相補出力線(d、d)が電源電圧Vccによってチャ
ージされるようになっている。
トローラ6からのメインアンプコントロール信号MAC
によって駆動される。PチャンネルMO5FETQ23
及びQ24が結合される。このMO8FETQ23.Q
24のドレインには電源電圧Vccが印加されるように
なっており、当該メインアンプ12の非活性期間におい
て相補出力線(d、d)が電源電圧Vccによってチャ
ージされるようになっている。
また上記メインアンプ12の相補出力線(d。
d)を橋線するように、NチャンネルMO8ETQI
IA及びPチャンネルMO8FETQ12Aより成るト
ランスファゲートが配置され、このトランスファゲート
によってメインアンプ出力のイコライズが行われるよう
になっている。このイコライズのタイミングは、上記コ
ントローラ6より出力されるイコライズタイミング信号
φEQ、φEQによって制御される。
IA及びPチャンネルMO8FETQ12Aより成るト
ランスファゲートが配置され、このトランスファゲート
によってメインアンプ出力のイコライズが行われるよう
になっている。このイコライズのタイミングは、上記コ
ントローラ6より出力されるイコライズタイミング信号
φEQ、φEQによって制御される。
ここで上記メインアンプコントロール信号MACは特に
制限されないが、上記コントローラ6において次のよう
な論理で生成される。
制限されないが、上記コントローラ6において次のよう
な論理で生成される。
すなわち、第2図に示されるように、ライトイネーブル
信号WEをインバータ2oで反転したものとチップセレ
クト信号O8との負論理和をノアゲート21でとり、後
段のインバータ22.23で論理反転することにより、
若しくは第3図に示されるように、チップセレクト信号
C8をインバータ30で反転したものとライトイネーブ
ル信号WEとの負論理積をナントゲートでとり、インバ
ータ32で論理反転することにより、メインアンプコン
トロール信号MACを簡単に生成することができる。こ
のMACはリードサイクルのときメインアンプ12を活
性化するための信号とされ、第2図若しくは第3図に示
される論理構成によりリードサイクルのときにハイレベ
ル、ライトサイクル及びチップ非選択時にロウレベルと
される(第4図参照)。
信号WEをインバータ2oで反転したものとチップセレ
クト信号O8との負論理和をノアゲート21でとり、後
段のインバータ22.23で論理反転することにより、
若しくは第3図に示されるように、チップセレクト信号
C8をインバータ30で反転したものとライトイネーブ
ル信号WEとの負論理積をナントゲートでとり、インバ
ータ32で論理反転することにより、メインアンプコン
トロール信号MACを簡単に生成することができる。こ
のMACはリードサイクルのときメインアンプ12を活
性化するための信号とされ、第2図若しくは第3図に示
される論理構成によりリードサイクルのときにハイレベ
ル、ライトサイクル及びチップ非選択時にロウレベルと
される(第4図参照)。
更に第1図においてインバータ13の後段には。
PチャンネルMO8FETQ25及びNチャンネルMo
5FETQ26より成るトランスファゲートが配置され
、インバータ14の後段には、PチャンネルMO8FE
TQ27及びNチャンネルMo5FETQ28より成る
トランスファゲートが配置され、この2つのトランスフ
ァゲートによってインバータ13.14の出力、すなわ
ち上記メインアンプ12の後段回路(ラッチ回路15.
出力回路16)への伝達が制御されるようになっている
。この制御は上記コントローラ6より出力されるメイン
アンプアウトプットコントロール信号MAOC,MAO
Cによって行われる。すなわちトランスファゲート(Q
25.Q26及びQ27゜Q28)の出力が高インピー
ダンス状態とされることにより、上記メインアンプ12
の出力のイコライズによる中間レベルが後段回路に伝達
されるのが阻止される。
5FETQ26より成るトランスファゲートが配置され
、インバータ14の後段には、PチャンネルMO8FE
TQ27及びNチャンネルMo5FETQ28より成る
トランスファゲートが配置され、この2つのトランスフ
ァゲートによってインバータ13.14の出力、すなわ
ち上記メインアンプ12の後段回路(ラッチ回路15.
出力回路16)への伝達が制御されるようになっている
。この制御は上記コントローラ6より出力されるメイン
アンプアウトプットコントロール信号MAOC,MAO
Cによって行われる。すなわちトランスファゲート(Q
25.Q26及びQ27゜Q28)の出力が高インピー
ダンス状態とされることにより、上記メインアンプ12
の出力のイコライズによる中間レベルが後段回路に伝達
されるのが阻止される。
上記ラッチ回路15は、メインアンプ12の出力状態を
保持する機能を有する。この保持タイミングはコントロ
ーラ6からのラッチコントロール信号φRC,φR,C
によって制御される。このラッチコントロール信号φR
C,φRCはATDパルスと等価なものとされ、従って
ラッチ回路15は、アドレス信号A0〜Aiの変化に対
応してアドレス信号変化直前のメインアンプ出力状態を
保持する。この保持期間においては、トランスファゲー
ト(Q25.Q26及びQ27.Q28)の出力状態が
高インピーダンス状態とされ、保持データの内容変更が
阻止される。ラッチ回路15は、特に制限されないが、
相補線(d、d)に対応して配置された一組のフリップ
フロップによって形成される。第1のフリップフロップ
は、PチャンネルMQSFETQ29とNチャンネルM
o5FETQ30とから成るMOSインバータと、Pチ
ャンネルMO3FETQ31とNチャンネルMo8FE
TQ32とから成るMOSインバータとを結合して成り
、NチャンネルMo5FETQ37とPチャンネルMO
5FETQ38より成るトランスファゲートを介してデ
ータ線dに結合される。
保持する機能を有する。この保持タイミングはコントロ
ーラ6からのラッチコントロール信号φRC,φR,C
によって制御される。このラッチコントロール信号φR
C,φRCはATDパルスと等価なものとされ、従って
ラッチ回路15は、アドレス信号A0〜Aiの変化に対
応してアドレス信号変化直前のメインアンプ出力状態を
保持する。この保持期間においては、トランスファゲー
ト(Q25.Q26及びQ27.Q28)の出力状態が
高インピーダンス状態とされ、保持データの内容変更が
阻止される。ラッチ回路15は、特に制限されないが、
相補線(d、d)に対応して配置された一組のフリップ
フロップによって形成される。第1のフリップフロップ
は、PチャンネルMQSFETQ29とNチャンネルM
o5FETQ30とから成るMOSインバータと、Pチ
ャンネルMO3FETQ31とNチャンネルMo8FE
TQ32とから成るMOSインバータとを結合して成り
、NチャンネルMo5FETQ37とPチャンネルMO
5FETQ38より成るトランスファゲートを介してデ
ータ線dに結合される。
第2のフリップフロップはPチャンネルMOSFETQ
35とNチャンネルMo5FETQ36とから成るMO
Sインバータと、PチャンネルM○5FETQ33とN
チャンネルMO8FETQ34とから成るMOSインバ
ータとを結合して成り、NチャンネルMO5FETQ3
9とPチャンネルMO8FETQ40より成るトランス
ファゲートを介してデータ線(cl)に結合される。
35とNチャンネルMo5FETQ36とから成るMO
Sインバータと、PチャンネルM○5FETQ33とN
チャンネルMO8FETQ34とから成るMOSインバ
ータとを結合して成り、NチャンネルMO5FETQ3
9とPチャンネルMO8FETQ40より成るトランス
ファゲートを介してデータ線(cl)に結合される。
そして上記出力回路16は、相補線(d、d)に対応し
て配置された2人カアンド回路17,18と、それに結
合されたnチャンネルMO8FETQ41.Q42とを
含んで成る。MO8FETQ41.Q42の直列接続点
が読出しデータ出力端子とされる。上記2人カアンド回
路17.18の一方の端子には、上記コントローラ6か
らのデータ出力制御信号Docが入力されるようになっ
ており、上記ラッチ回路15の保持内容(読出しデータ
)は、データ出力制御信号Docがイネーブル状態とさ
れたときにアンド回路17.18及びMOSFETQ4
1.Q42を介して図示しないシステムデータバスなど
に送出可能とされる。
て配置された2人カアンド回路17,18と、それに結
合されたnチャンネルMO8FETQ41.Q42とを
含んで成る。MO8FETQ41.Q42の直列接続点
が読出しデータ出力端子とされる。上記2人カアンド回
路17.18の一方の端子には、上記コントローラ6か
らのデータ出力制御信号Docが入力されるようになっ
ており、上記ラッチ回路15の保持内容(読出しデータ
)は、データ出力制御信号Docがイネーブル状態とさ
れたときにアンド回路17.18及びMOSFETQ4
1.Q42を介して図示しないシステムデータバスなど
に送出可能とされる。
第4図及び第5図には第1図に示される読出しデータ出
力系の動作タイミングが示される。
力系の動作タイミングが示される。
第4図に示されるようにリードサイクルのときに、メイ
ンアンプコントロール信号MACがハイレベルにアサー
トされることによりメインアンプ12が活性化され、そ
のとき内部データバス11を介して取込まれた読出しデ
ータがこのメインアンプ]22によって増幅されて出力
される6尚、メインアンプ12の出力(MA高出力はト
ランスファゲート(QI IA、Q12A)によってイ
コライズされる。
ンアンプコントロール信号MACがハイレベルにアサー
トされることによりメインアンプ12が活性化され、そ
のとき内部データバス11を介して取込まれた読出しデ
ータがこのメインアンプ]22によって増幅されて出力
される6尚、メインアンプ12の出力(MA高出力はト
ランスファゲート(QI IA、Q12A)によってイ
コライズされる。
また第5図に示されるように従来のSRAMにおいては
、データ出力がトライステートされたが、本実施例SR
AMにおいては、センスアンプ10−1.10−2.・
・・の出力及びメインアンプ12の出力がATDパルス
(=φRC)に呼応してイコライズされるものの、ラッ
チ回路15によってアドレス信号A0〜Aiの変化直前
のメインアンプ12の出力状態が保持されるため、出力
回路16の入力状態は、上記メインアンプ出力がイコラ
イズされるにもかかわらず、前状態が保持され。
、データ出力がトライステートされたが、本実施例SR
AMにおいては、センスアンプ10−1.10−2.・
・・の出力及びメインアンプ12の出力がATDパルス
(=φRC)に呼応してイコライズされるものの、ラッ
チ回路15によってアドレス信号A0〜Aiの変化直前
のメインアンプ12の出力状態が保持されるため、出力
回路16の入力状態は、上記メインアンプ出力がイコラ
イズされるにもかかわらず、前状態が保持され。
この結果出力回路16からのデータ出力は、同図に示さ
れるように読出しデータがスムースに切換ねるものとな
り、トライスデートする必要性がない。
れるように読出しデータがスムースに切換ねるものとな
り、トライスデートする必要性がない。
本実施例によれば以下の作用効果を得ることができる。
(1)メインアンプ12と出力回路16との間にラッチ
回路15を設け、このラッチ回路15によって、アドレ
スA0〜Aiの変化直前のメインアンプ出力状態をAT
Dパルスに同期して保持するようにしているので、出力
回路16からのデータ出力をトライスデートしなくても
発振状態を招来することがない。データ出力のトライス
テートを省略したことにより、本実施例SRAMが適用
される応用システムでのデータバスのフローティングを
防止でき、これにより当該システムでの誤動作を阻止で
きる。
回路15を設け、このラッチ回路15によって、アドレ
スA0〜Aiの変化直前のメインアンプ出力状態をAT
Dパルスに同期して保持するようにしているので、出力
回路16からのデータ出力をトライスデートしなくても
発振状態を招来することがない。データ出力のトライス
テートを省略したことにより、本実施例SRAMが適用
される応用システムでのデータバスのフローティングを
防止でき、これにより当該システムでの誤動作を阻止で
きる。
(2)ラッチ回路15でのデータ保持期間においてメイ
ンアンプ12とラッチ回路15との間がトランスファM
OS (Q25.Q26及びQ27゜Q28)によって
高インピーダンス状態とされるので、メインアンプ出力
イコライズによる中間レベルによってラッチ回路15の
保持が変更されるのが阻止され、安定動作が確保される
。
ンアンプ12とラッチ回路15との間がトランスファM
OS (Q25.Q26及びQ27゜Q28)によって
高インピーダンス状態とされるので、メインアンプ出力
イコライズによる中間レベルによってラッチ回路15の
保持が変更されるのが阻止され、安定動作が確保される
。
(3)読出しデータの出力系におけるデータ伝達は、高
速動作と耐ノイズ性向上の見地から相補線によってなさ
れ、この場合において当該相補線に対応する一組のフリ
ップフロップにより上記ラッチ回路15を構成するよう
にしたので、回路の簡素化とデータ保持の確実化とを両
立させることができる。
速動作と耐ノイズ性向上の見地から相補線によってなさ
れ、この場合において当該相補線に対応する一組のフリ
ップフロップにより上記ラッチ回路15を構成するよう
にしたので、回路の簡素化とデータ保持の確実化とを両
立させることができる。
(4)また、以下に述べるようにtOH(出力保持時間
)及びtCLZ (チップセレクト出力セット時間)を
改善することができる。
)及びtCLZ (チップセレクト出力セット時間)を
改善することができる。
すなわち、本実施例SRAMでは、第8図に示されるよ
うに従来例におけるtAA−toHの期間においても、
前アドレスに係る出力データが保持されるためtOHが
大幅に改善され、特に他のモジュールが本実施例SRA
Mの出力データを取込み得る期間が長くなり、システム
全体の安定動作を図ることができる。
うに従来例におけるtAA−toHの期間においても、
前アドレスに係る出力データが保持されるためtOHが
大幅に改善され、特に他のモジュールが本実施例SRA
Mの出力データを取込み得る期間が長くなり、システム
全体の安定動作を図ることができる。
更に本実施例SRAMでは、第9図に示されるように従
来例におけるtACS−tCLZの期間においても、ラ
ッチ回路15にはロウレベルが保持され、出力Dout
がハイインピーダンスになるため、他のモジュールと共
通接続されたデータバス上で当該能のモジュールとのバ
スファイトの虞れを低減することができる。
来例におけるtACS−tCLZの期間においても、ラ
ッチ回路15にはロウレベルが保持され、出力Dout
がハイインピーダンスになるため、他のモジュールと共
通接続されたデータバス上で当該能のモジュールとのバ
スファイトの虞れを低減することができる。
(5)上記(4)の作用効果により、本実施例SRA、
Mを含むシステムのタイミング設計が簡単になる。
Mを含むシステムのタイミング設計が簡単になる。
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づいて
具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるもので
はなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更す
ることができる。
具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるもので
はなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更す
ることができる。
例えば第6図に示されるように一つのフリップフロップ
(F、F、)41と、NチャンネルMO8FETQ50
.Q51とによってラッチ回路15Aを構成することも
できる。この場合において第7図に示されるように上記
MO5FETQ50゜Q51にPチャンネルMO3FE
TQ52.Q53をそれぞれ結合することによりトラン
スファゲートとしてもよい。尚、M、05FETQ25
.Q26及びQ27.Q28によって形成されるトラン
スファゲートについては第1図の場合と同様であるが、
メインアンプ12の出力のイコライズはNチャンネルM
O5FETQI IAのみによって行うようにしている
。
(F、F、)41と、NチャンネルMO8FETQ50
.Q51とによってラッチ回路15Aを構成することも
できる。この場合において第7図に示されるように上記
MO5FETQ50゜Q51にPチャンネルMO3FE
TQ52.Q53をそれぞれ結合することによりトラン
スファゲートとしてもよい。尚、M、05FETQ25
.Q26及びQ27.Q28によって形成されるトラン
スファゲートについては第1図の場合と同様であるが、
メインアンプ12の出力のイコライズはNチャンネルM
O5FETQI IAのみによって行うようにしている
。
更に、センスアンプが一回路の場合には第1図のメイン
アンプ12やトランスファゲート(Q23、Q24)を
省略することができる。
アンプ12やトランスファゲート(Q23、Q24)を
省略することができる。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明
をその背景となった利用分野であるSRAMに適用した
場合について説明したが、本発明はそれに限定されず、
疑似スタティックRAMやダイナミックRAMなどにも
広く適用することができる。本発明は少なくとも読出し
データを増幅する増幅回路(アンプ回路)を備える条件
のものに適用することができる。
をその背景となった利用分野であるSRAMに適用した
場合について説明したが、本発明はそれに限定されず、
疑似スタティックRAMやダイナミックRAMなどにも
広く適用することができる。本発明は少なくとも読出し
データを増幅する増幅回路(アンプ回路)を備える条件
のものに適用することができる。
本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
て得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、アドレス信号の変化を示す信号に応じてアド
レス変化直前の増幅回路出力状態がラッチ回路によって
保持され、それがメモリ応用システムでのデーバスに出
力可能とされるので、データ出力のトライステートを省
略しても発振状態を招来することなく、メモリ応用シス
テムでの誤動作を防止することができる。
レス変化直前の増幅回路出力状態がラッチ回路によって
保持され、それがメモリ応用システムでのデーバスに出
力可能とされるので、データ出力のトライステートを省
略しても発振状態を招来することなく、メモリ応用シス
テムでの誤動作を防止することができる。
第1図は本発明の一実施例回路図、
第2図及び第3図は第1図に示される回路において使用
されるメインアンプコントロール信号MACの生成論理
回路図。 第4図及び第5図は第1図に示される回路の動作タイミ
ング図、 第6図及び第7図は第1図に示される回路の変形例説明
図、 第8図及び第9図は第1図に示される回路の作用効果を
従来回路との比較の上で説明するためのタイミング図、 第10図は第1図に示される回路が含まれるSRAMの
ブロック図である。 l・・・メモリセルアレイ、2・・・Xアドレスデコー
ダ、3・・・Yアドレスデコーダ、4・・・アドレスバ
ッファ、5・・・ATD回路、6・・・コントローラ、
7・・・列選択スイッチ、8・・・書込み読出し回路、
1〇−1,10−2・・・センスアンプ、11・・・内
部データバス、12・・メインアンプ、13.14・・
・インバータ、15.15A・・・ラッチ回路、16・
・・出力回路、17.18・・・アンド回路。 第 図 第 図 第 図 第 図
されるメインアンプコントロール信号MACの生成論理
回路図。 第4図及び第5図は第1図に示される回路の動作タイミ
ング図、 第6図及び第7図は第1図に示される回路の変形例説明
図、 第8図及び第9図は第1図に示される回路の作用効果を
従来回路との比較の上で説明するためのタイミング図、 第10図は第1図に示される回路が含まれるSRAMの
ブロック図である。 l・・・メモリセルアレイ、2・・・Xアドレスデコー
ダ、3・・・Yアドレスデコーダ、4・・・アドレスバ
ッファ、5・・・ATD回路、6・・・コントローラ、
7・・・列選択スイッチ、8・・・書込み読出し回路、
1〇−1,10−2・・・センスアンプ、11・・・内
部データバス、12・・メインアンプ、13.14・・
・インバータ、15.15A・・・ラッチ回路、16・
・・出力回路、17.18・・・アンド回路。 第 図 第 図 第 図 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、アドレス信号に応じて記憶部から読出されたデータ
を増幅回路で増幅して出力する半導体記憶装置において
、上記アドレス信号の変化を示す信号に応じて、アドレ
ス変化直前の上記増幅回路出力状態を保持するラッチ回
路を含むことを特徴とする半導体記憶装置。 2、上記ラッチ回路はトランスファゲートを介して上記
増幅回路に結合され、上記ラッチ回路でのデータ保持期
間において上記増幅回路とラッチ回路との間は当該トラ
ンスファゲートにより高インピーダンス状態とされる請
求項1記載の半導体記憶装置。 3、上記記憶部からの読出しデータの伝達は相補線によ
ってなされ、上記ラッチ回路はこの相補線に対応して配
置された一組のフリップフロップを含んで成る請求項1
又は2記載の半導体記憶装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2197986A JPH0485791A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 半導体記憶装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2197986A JPH0485791A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 半導体記憶装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0485791A true JPH0485791A (ja) | 1992-03-18 |
Family
ID=16383612
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2197986A Pending JPH0485791A (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 半導体記憶装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0485791A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011059852A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Renesas Electronics Corp | 半導体集積回路 |
US8558572B2 (en) | 2009-09-08 | 2013-10-15 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
US8653851B2 (en) | 2009-09-09 | 2014-02-18 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit |
JP2014041638A (ja) * | 2013-10-10 | 2014-03-06 | Renesas Electronics Corp | 半導体集積回路 |
JP2015015747A (ja) * | 2014-09-03 | 2015-01-22 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路 |
-
1990
- 1990-07-27 JP JP2197986A patent/JPH0485791A/ja active Pending
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9286958B2 (en) | 2009-09-08 | 2016-03-15 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
US8552758B2 (en) | 2009-09-08 | 2013-10-08 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit with data transmitting and receiving circuits |
US8558572B2 (en) | 2009-09-08 | 2013-10-15 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
JP2011059852A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Renesas Electronics Corp | 半導体集積回路 |
US10490254B2 (en) | 2009-09-08 | 2019-11-26 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit system with termination circuit |
US10134462B2 (en) | 2009-09-08 | 2018-11-20 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
US9767884B2 (en) | 2009-09-08 | 2017-09-19 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
US8952719B2 (en) | 2009-09-08 | 2015-02-10 | Renesas Electronics Corporation | Memory with termination circuit |
US9673818B2 (en) | 2009-09-08 | 2017-06-06 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit with data transmitting and receiving circuits |
US9208877B2 (en) | 2009-09-08 | 2015-12-08 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit with data transmitting and receiving circuits |
US8653851B2 (en) | 2009-09-09 | 2014-02-18 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit |
US9171592B2 (en) | 2009-09-09 | 2015-10-27 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrate circuit |
US8907699B2 (en) | 2009-09-09 | 2014-12-09 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit |
JP2014041638A (ja) * | 2013-10-10 | 2014-03-06 | Renesas Electronics Corp | 半導体集積回路 |
JP2015015747A (ja) * | 2014-09-03 | 2015-01-22 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路 |
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