JPH0476275B2

JPH0476275B2 -

Info

Publication number: JPH0476275B2
Application number: JP59108692A
Authority: JP
Inventors: Kuniaki Miura; Isao Fukushima; Mitsuru Kudo; Kazuyoshi Kotani
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-05-30
Filing date: 1984-05-30
Publication date: 1992-12-03
Also published as: JPS60253395A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、カラー映像信号の磁気記録再生回路
に係わり、特に、再生された低域変換色信号を元
の周波数の色信号に周波数変換するための色信号
再生回路に関する。

〔発明の背景〕

従来、カラー映像信号を記録再生するビデオテ
ープレコーダ（以下、VTRという）においては、
カラー映像信号は周波数変調された輝度信号と低
域に変換された色信号、すなわち、低域変換色信
号との混合信号に変換されて記録するようにして
いる。したがつて、再生時において、低域変換色
信号は、元の周波数の色信号に周波数変換される
が、この場合、ヘツド−テープ系によつて生ずる
周波数変動成分が低域変換色信号に含まれること
から、磁気記録再生回路にAPC（自動位相制御）
ループが形成され、低域変換色信号を元の周波数
の色信号に周波数変換する際に、同時に上記の周
波数変動成分を除くようにしている。

第１図はかかる従来の磁気記録再生回路の一例
を示すブロツク図であつて、１は入力端子、２は
メインコンバータ、３は帯域通過フイルタ、４は
くし形フイルタ、５はバーストゲート、６は位相
検波器、７は水晶発振器、８は検波フイルタ、９
は電圧制御型発振器、１０はサブコンバータ、１
１は帯域通過フイルタ、１２は入力端子、１３は
自動周波数制御回路、１４は位相シフト回路、１
５は1H遅延線（ただし、Ｈは１水平期間）、１６
は減算器、１７は出力端子である。

同図において、入力端子１からは再生された低
域変換色信号が供給され、この低域変換色信号
は、周波数変換器２において、帯域通過フイルタ
（以下、BPFという）１１を介してサブコンバー
タ１０から供給される信号によつて周波数変換さ
れる。そして、BPF３によつて元の周波数の色
信号（以下、単に色信号という）が分離され、く
し形フイルタ４を介して出力端子１７にこの色信
号が得られる。

一方、BPF３からの色信号はバーストゲート
５に供給され、カラーバースト信号が分離されて
位相検波器６に供給される。位相検波器６には、
さらに、水晶発振器７の出力信号も供給され、こ
の出力信号とカラーバースト信号とが位相比較さ
れる。再生された低域変換色信号には、磁気テー
プの伸びや磁気テープの走行系の不安定さ等によ
る周波数変動成分が含まれており、したがつて、
カラーバースト信号にもこの周波数変動成分が含
まれるから、位相検波器６からはこの周波数変動
成分による位相誤差信号が得られる。

この位相誤差信号は、検波フイルタ８で平滑さ
れて電圧制御型発振器（以下、VCOという）９
に供給される。VCO９は周波数変動成分を含ま
ないときの色信号の正規の色副搬送周波数f_SCの
近傍で発振し、位相誤差信号によつて制御されて
低域変換色信号と同じ周波数変動成分を含む出力
信号を発生する。

この出力信号は、サブコンバータ１０におい
て、位相シフト回路１４の出力信号によつて周波
数変換され、BPF１１で不要な成分が除かれて
メインコンバータ２に供給される。したがつて、
メインコンバータ２において、低域変換色信号に
含まれる周波数変動成分がVCO９の出力信号に
含まれる周波数変動成分によつて相殺される。

以上の構成はAPCループを形成しており、か
かるAPCループが自動的に低域変換色信号中の
周波数変動成分を除去するように動作するのであ
る。

ところで、このAPCループの補正能力は、色
副搬送波周波数f_SCに対して±1/2f_H（但し、f_Hは水
平同期信号周波数）しかなく、さらに、色信号の
安定点がf_SCを中心として±nf_H（但し、ｎは整数）
毎に存在するために、周波数変動成分が±1/2f_H
より大きいときには、本来ロツクされなければな
らない安定点からづれて他の安定点にロツクされ
てしまう可能性がある。

これを防止するために、自動周波数制御回路
（以下、AFCという）１３を設けている。すなわ
ち、入力端子１２からAFC１３に再生された水
平同期信号が供給され、AFC１３はこの水平同
期信号に含まれる周波数変動成分を補正する成分
を含む出力信号を発生する。この出力信号の周波
数は入力端子１から供給される低域変換色信号の
色副搬送波周波数f′_SCに等しい。この出力信号は
位相シフト回路１４で位相シフトされ、サブコン
バータ１０に供給される。このサブコンバータ１
０の出力信号はBPF１１に供給され、VCO９の
出力信号の周波数と位相シフト回路１４の出力信
号の周波数との和に等しい周波数の信号が分離さ
れ、この信号がメインコンバータ２に供給されて
BPF３から正規の色副搬送波周波数f_SCの色信号
が得られる。

ところで、磁気テープ上に記録される低域変換
色信号の位相は、1H毎に90゜づつシフトされてお
り、磁気テープ上の隣接トラツク間では、この位
相シフトの方向を異ならせている。

すなわち、第２図において、Ａを奇フイールド
の映像信号が記録されたトラツクの低域変換色信
号とし、Ｂを偶フイールドの映像信号が記録され
たトラツクの低域変換色信号として、各低域変換
色信号の1H毎の位相を矢印で示すと、奇フイー
ルドでは、図面上、1H毎に90゜づつ右回転（90゜遅
れ）しており、偶フイールドでは、同じく左回転
（90゜進み）している。

そこで、第１図の入力端子１に供給される低域
変換色信号も、奇フイールドでは1H毎に90゜づつ
位相が遅れ、また、偶フイールドでは逆に90゜づ
つ位相が進んである。

位相シフト回路１４は、かかる低域変換色信号
の位相シフトを除くために設けられたものであつ
て、入力端子１から供給される低域変換色信号の
位相シフトに応じてAFC１３の出力信号を1H毎
に90゜づつ位相シフトし、かかる位相シフトによ
り、メインコンバータ２において、低域変換色信
号の上記位相シフトを相殺している。

ところで、VTRにおいては、アジマス記録方
式を採用してトラツク間のガードバンドを除き、
高密度記録を可能としているが、低域変換色信号
は周波数が低いために、隣接トラツクからのクロ
ストークが生ずる。いま、奇フイールドが記録さ
れたトラツクを再生走査しているものとすると、
回転ヘツドからは、このトラツクに記録された低
域変換色信号Ａばかりではなく、これに隣接せる
奇フイールドが記録されたトラツクからの低域色
信号Ｂも一部再生される。これがクロストーク成
分であつて、また、偶フイールドが記録されたト
ラツクを再生走査する場合も、隣りの奇フイール
ドが記録されたトラツクからのクロストーク成分
が得られる。

ここで、奇フイールドが記録されたトラツクか
らのクロストーク成分をA′、偶フイールドが記
録されたトラツクからのクロストーク成分を
B′とすると、第２図から明らかなように、回転
ヘツドが再生走査すべきトラツクから再生される
低域変換色信号Ａ（またはＢ）とクロストーク成
分B′（またはA′）とは、それらの位相シフトが互
いに逆方向に回転している。そこで、メインコン
バータ２によつて低域変換色信号の位相シフトが
除かれ、その位相が連続になるようにすると、ク
ロストーク成分は1H毎に位相が反転する。

第３図ａ，ｂは第１図のBPF３から得られた
色信号とクロストーク成分との位相関係を示す説
明図であつて、同図ａは奇数フイールド、同図ｂ
は隅数フイールドについてのものであり、番号
１，２，３，４，５が第２図の同一番号のＨ期間
を表わしている。

第２図において、番号１のＨ期間の低域変換色
信号の位相を基準にすると、低域変換色信号Ａは
番号２，３，４，５のＨ期間の順に90゜づつ位相
が遅れているから、第３図ａに示すように、番号
１，２，３，４，５のＨ期間の順に低域変換色信
号Ａの位相を0゜、90゜、180゜、270゜、0゜進めること
により、位相が連続したものとなる。しかし、こ
れと同時に、クロストーク成分B′も同様に位相
が進み、結局、点線矢印で示すように、1H毎に
位相が反転することになる。

同様にして、低域変換色信号Ｂについても、第
３図ｂに示すように、1Hづつ0゜、90゜、180゜、270゜
位相を遅らせて連続した位相にすると、クロスト
ーク成分A′は1H毎に位相が反転することになる。

したがつて、第１図において、BPF３からは、
正規の色副搬送波周波数f_SCであつて位相が揃つ
た色信号と、同じく正規の色副搬送波周波数f_SC
であつて位相が1H毎に反転するクロストーク成
分との混合信号が得られることになる。

BPF３の出力信号はくし形フイルタ４に供給
され、クロストーク成分が除かれる。ところで、
NTSC方式の場合、水平同期信号の周波数をf_Hと
すると、色副搬送波周波数f_SCは 455／２f_H（≒3.58MHz）であるから、水平同期信号の位相を基準にする
と、色信号の位相は1H毎に反転しており、これ
に対してクロストーク成分は水平同期信号と同相
である。そこで、くし形フイルタ４は1H遅延線
１５と減算器１６とで構成し、BPF３の出力信
号からこれを1H遅延した信号で減算することに
より、クロストーク成分を相殺して出力端子１７
に色信号のみを得ている。

このようにして、色信号を低域変換して記録す
るようにしても、VTRにアジマス記録方式が採
用でき、高密度記録が可能となるのである。

ところで、かかる従来技術において、くし形フ
イルタ４を構成する1H遅延線１５としては、通
常、3.58MHz帯のガラス遅延線が用いられてい
る。しかしながら、ガラス媒体の材質や加工精度
に応じて減衰量にバラツキが生じたり、周波数に
よる減衰量の差異によつて周波数特性が平坦にな
らず、また、ガラス媒体の加工精度にバラツキが
生じて正確に1Hの遅延量を得ることは非常に難
かしい。したがつて、ガラス遅延線を用いたくし
形フイルタは良好なくし形フイルタ特性が得られ
ず、再生画像の色のＳ／Ｎが劣化するという欠点
があつた。

さらに、ガラス遅延線は大型の部品であるか
ら、必然的に回路構成が大型になり、これが
VTRの小型化を阻害する１つの要因となつてい
る。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
色信号のＳ／Ｎの劣化を防止し、回路構成の小型
化を実現可能とした色信号再生回路を提供するに
ある。

〔発明の概要）この目的を達成するために、本発明は、再生さ
れた低域変換色信号をデジタル処理することによ
り、該低域変換色信号の位相シフト、周波数変動
成分およびクロストーク成分を除去し、しかる
後、該低域変換色信号を高域変換して正規の色副
搬送波周波数の色信号を得るようにした点に特徴
がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を、NTSC方式を例にし
て、図面について説明する。

第４図は本発明による色信号再生回路の一実施
例を示すブロツク図であつて、１８は入力端子、
１９は低域通過フイルタ、２０はアナログ−デジ
タル変換器、２１は逓倍器、２２は1Hメモリ、
２３は書込みアドレスカウンタ、２４は読出しア
ドレスカウンタ、２５は位相シフト指令回路、２
６は入力端子、２７は1Hメモリ、２８は加算器、
２９はデジタル−アナログ変換器、３０は書込・
読出アドレスカウンタ、３１は逓倍器、３２は分
周・逓倍器、３３は位相比較器、３４は検波フイ
ルタ、３５はVCOであり、第１図に対応する部
分には同一符号をつけている。

第４図において、入力端子１に供給される
NTSC方式の低域変換色信号ａの色副搬送波周波
数f′_SCは、 f′_SC＝40f_H（≒629kHz）である。この低域変換色信号ａは、低域通過フイ
ルタ１９を通つてアナログ−デジタル変換器（以
下、Ａ／Ｄ変換器という）２０に供給され、たと
えば、６ビツトのデジタル信号に変換される。一
方、入力端子１８には、再生カラー映像信号から
分離された水平同期信号HS′が供給される。この
水平同期信号HS′は逓倍器２１で320逓倍される。
この水平同期信号HS′は周波数変動成分を含んで
おり、その周波数f′_Hとすると、逓倍器２１の出
力信号は、周波数が320f′_Hであつて、クロツクパ
ルスとしてＡ／Ｄ変換器２０に供給される。

Ａ／Ｄ変換器２０からのデジタル信号は、たと
えば、６ビツトのランダムアクセスメモリからな
る1Hメモリ２２に供給され、書込みアドレスカ
ウンタ２３によつてアドレスが指定されて書き込
まれ、また、ほぼ1H後に読出しアドレスカウン
タ２４によつてアドレスが指定されて読み出され
る。書込みアドレスカウンタ２３は、入力端子１
８からの水平同期信号HS′毎にリセツトされて逓
倍器２１の出力パルスをカウントし、このカウン
ト値に応じて1Hメモリ２２の書込みアドレスが
指定される。また、読出しアドレスカウンタ２４
は、位相シフト指令回路２５の出力パルス毎にリ
セツトされ、水晶発振器７からの周波数がf_SC（＝
455f_H／２≒3.58MHz）の正規の色副搬送波を分
周・逓倍器３２で2/455倍し、さらに、逓倍器３
１で320逓倍して得られる320f_Hの周波数のパルス
をカウントし、このカウント値に応じて1Hメモ
リ２２の読出しアドレスが指定される。この場
合、逓倍器２１の出力パルスは周波数変動成分を
含んでおり、逓倍器３１の出力パルスは周波数変
動成分を含んでいないから、1Hメモリ２２から
読み出されるデジタル信号には、入力端子１から
の低域変換色信号ａに含まれる周波数変動成分に
含まれていない。すなわち、1Hメモリ２２では、
入力デジタル信号の順次のアドレスへの書込みタ
イミングが周波数変動に応じて変化し、また、順
次のアドレスの読み出しタイミングが一定である
から、デジタル信号に含まれる周波数変動成分が
除かれる。

また、1Hメモリでは、位相シフト指令回路２
５により、1H毎の読み出し開始タイミングが低
域変換色信号ａの1/4周期、すなわち、90゜の位相
に相当する時間づつずらされ、これによつて、先
に説明した低域変換色信号ａの位相シフトが除か
れる。

この点について、第５図および第６図を用いて
説明する。なお、説明を簡単にするために、1H
メモリ２２の入力デジタル信号には周波数変動成
分が含まれていないものとする。

第５図は1H毎に90゜づつ位相が遅れる奇フイー
ルドの低域変換色信号Ａに関し、また、第６図は
1H毎に90゜づつ位相が進む偶フイールドの低域変
換色信号Ｂに関するものであり、夫々の図で、ａ
は書込みアドレスカウンタ２３の入力パルス、ｃ
は読出しアドレスカウンタ２４の入力パルスを示
し、以下、これらを夫々書込みクロツク、読出し
クロツクという。また、ｂは1Hメモリ２２の入
力デジタル信号、ｄは1Hメモリ２２の出力デジ
タル信号であり、夫々説明の便宜上アナログ波形
で示している。さらに、ａ，ｃの各クロツクに対
して記した番号は1Hメモリ２２のアドレスを表
わす。

上記夫々のクロツクの周波数は、先に述べたよ
うに、320f_Hであり、低域変換色信号ａの色副搬
送波周波数f′_SCであるから、低域変換色信号ａの
90゜の位相は夫々のクロツクａ，ｃの２周期に相
当する。

そこで、まず、第５図を用い、奇フイールドの
低域変換色信号Ａの位相シフトの除去について説
明する。

いま、位相シフト量が0゜の1H期間では、入力
デジタル信号ｂは書込クロツクａによつて1Hメ
モリ２２の０番地から順次書き込まれる。このデ
ジタル信号ｂを1Hメモリ２２から読み出す場合
には、位相シフト指令回路２５によつて読出しア
ドレスカウンタ２４は零にプリセツトされ、した
がつて、読出しクロツクｃによつて1Hメモリ２
２は０番地から読み出される。このようにして読
み出された出力デジタル信号ｄは入力デジタル信
号ｂよりほぼ1Hだけ遅延されている。

次の90゜位相シフトされた1H期間のデジタル信
号ｂは、1Hメモリ２２の０番地から順次書き込
まれる。このデジタル信号ｂを読み出す場合に
は、位相シフト指令回路２５によつて読出しアド
レスカウンタ２４は２にプリセツトされる。そこ
で、先の0゜位相シフトされたデジタル信号ａに対
する最後のアドレスの読み出しが終ると、続い
て、読出しクロツクｃにより、２番地から90゜位
相シフトされたデジタル信号ａの読み出しを開始
する。このことは、90゜位相が進められたことに
なり、1H前の出力デジタル信号ｄと位相が連続
する。

同様にして、次の180゜位相シフトされた1H期
間の入力デジタル信号ｂは1Hメモリ２２の０番
地から順次書き込まれて４番地から読み出しを開
始され、さらに次の270゜位相シフトされた1H期
間の入力デジタル信号ｂは1Hメモリ２２の０番
地から順次書き込まれて６番地から読み出しを開
始される。

このようにして、読出しアドレスカウンタ２４
のプリセツト値を、1H毎に入力デジタル信号ｂ
の位相シフト量に応じて異ならせて1Hメモリ２
２の読出し開始の番地を指定することにより、
夫々の位相シフト量が除かれた連続した位相の出
力デジタル信号ｄが得られる。

次に、第６図を用いて、偶フイールドの低域変
換色信号Ｂの位相シフトの除去について説明す
る。

この場合には、1H期間毎の入力デジタル信号
ｂは、全て1Hメモリ２２の０番地から書き込ま
れる。しかし、読み出しに際しては、1H毎に順
次90゜づつ位相が遅れるように、すなわち、1H毎
に読出しクロツクｃの２周期づつ０番地からの読
出し開始タイミングを遅らせる。

すなわち、位相シフト量が0゜の1H期間の入力
デジタル信号ｂを読み出すときには、位相シフト
指令回路２５によつて読出しアドレスカウンタ２
４は零にプリセツトされ、1Hメモリ２２は０番
地から読み出しが開始される。次に、90゜位相シ
フトされた1H期間の入力デジタル信号ｂを読み
出すときには、読出しアドレスカウンタ２４は零
よりも２だけ少ない値（すなわち、−２）にプリ
セツトされる。このために、読出しアドレスカウ
ンタ２４がプリセツトされてから２つの読出しク
ロツクｃが供給され、カウント値が零となつてか
ら、1Hメモリ２２は０番地から読み出しが開始
される。したがつて、出力デジタル信号ｂは読出
しクロツクｃの２周期分遅らされ、前に読み出さ
れた1H期間の出力デジタル信号ｄと位相が連続
する。

同様にして、次の180゜位相シフトされた1H期
間の入力デジタル信号ｂは、読み出し開始タイミ
ングが読出しクロツクｃの４周期分遅らされ、さ
らに次の270゜位相シフトされた1H期間の入力デ
ジタル信号ｂは、読み出し開始タイミングが読出
しクロツクｃの６周期分遅らされる。

このようにして、入力デジタル信号ｂの位相量
に応じて1Hメモリ２２における1H毎の読み出し
開始タイミングを遅らせることにより、1Hメモ
リ２２からは連続した位相の出力デジタル信号ｄ
が得られる。

位相シフト指令回路２５は、入力端子１８から
水平同期信号HS′が供給される毎に、プリセツト
値を発生して読出しアドレスカウンタ２４に送る
が、奇、偶フイールドの上記プリセツト値は、入
力端子２６から供給される垂直同期信号やヘツド
切換信号によつて上記のように選択される。

なお、1Hメモリ２２は、1H期間のワード数、
すなわち、320ワード（１ワードはたとえば６ビ
ツト）よりも少なくとも10ワード以上多い記憶容
量のメモリが２つ並列してなり、一方で書き込み
が行なわれているときには、他方で読み出しが行
なわれるようにする。後述の1Hメモリ２７につ
いても同様である。

また、1H毎に90゜づつ位相が進められた入力デ
ジタル信号ｂ（第６図）を1Hメモリ２２から読み
出すに際し、上記では読出しアドレスカウンタ２
４のプリセツト値を０、−２、−４、−６としたが、
これに限るものでなく、1Hメモリ２２の最終番
地をｎとし、読出しアドレスカウンタ２４はカウ
ント値ｎになると、次いで０に復帰するものとす
ることにより、夫々のプリセツト値を０、（ｎ−
１）、（ｎ−３）、（ｎ−５）とするなど、読み出し
開始タイミングを遅らせる任意の手法を用いるこ
とができる。

さらにまた、書込みアドレスカウンタ２３のプ
リセツト値を常に零にするのではなく、位相シフ
ト指令回路２５によつて設定するようにし、読出
しアドレスカウント２４を分周・逓倍器３２の出
力信号によつて常に零にプリセツトするようにし
てもよい。この場合には、1H毎に90゜づつ位相が
遅らされた奇フイールドの入力デジタル信号ｂ
（第５図）に対しては、順次書き込み開始タイミ
ングを書込みクロツクａの０、２、４、６周期づ
つ遅らせて1Hメモリ２２の０番地から書き込み、
また、1H毎に90゜づつ位相が進められた偶フイー
ルドの入力デジタル信号ｂ（第６図）に対しては、
1Hメモリ２２の書き込み開始番地を０、２、４、
６番地と２番地づつずらす。これによつて、1H
メモリ２２からは、同様に、位相が連続した出力
デジタル信号が得られる。

1Hメモリ２２の出力デジタル信号は、1Hメモ
リ２７と加算器２８とからなるデジタルくし形フ
イルタに供給されてクロストーク成分が除かれ、
デジタル−アナログ変換器２９に供給されてアナ
ログの低域変換色信号に変換される。

なお、1Hメモリ２７は、逓倍器３１からの周
波数320f_Hの出力パルスをカウントし、分周逓倍
器３２からの周波数f_Hの出力パルスでリセツトさ
れる書込み・読出しアドレスカウンタ３０の出力
によつて書き込み、読み出しを行ない、入力デジ
タル信号を1H遅延する。また、デジタル−アナ
ログ変換器２９には、逓倍器３１の出力パルスが
クロツクパルスとして供給される。

デジタル−アナログ変換器２９から出力される
低域変換色信号は、メインコンバータ２とバース
トゲート５に供給される。メインコンバータ２で
は、低域変換色信号はBPF１１の出力信号によ
つて高域に周波数変換され、BPF３で不要成分
が除かれて出力端子１７に正規の色副搬送波周波
数f_SC（≒3.58MHz）の色信号が得られる。この色
信号は、もちろん、位相シフトがなく、また、周
波数変動成分やクロストーク成分を含んでいな
い。

一方、バーストゲート５で分離された629kHz
のカラーバースト信号は、629kHzで発振する
VCO３５の出力信号と位相比較器３３で位相比
較され、それらの位相差を表わす位相差信号が検
波フイルタ３４を介してVCO３５に供給される。
したがつて、VCO３５はバーストゲート５から
のカラーバースト信号に同期して発振する。

VCO３５の出力信号と水晶発振器７からの
3.58MHzの信号とはサブコンバータ１０に供給さ
れ、その出力信号はBPF１１に供給されて
（3.58MHz＋629kHz）の周波数の信号が抽出され、
この信号がメインコンバータ２に供給される。

このようにして、この実施例では、低域変換色
信号に関して、位相シフト、周波数変動およびク
ロストークの除去処理をデジタル的に行なつてお
り、このために、これらの除去処理が低い周波数
で行なうことができるから、デジタル処理のため
のクロツクパルスの周波数を低くすることができ
て比較的低速のアナログ−デジタル変換器、デジ
タル−アナログ変換器や小容量の1Hメモリを用
いることができ、さらに、くし形フイルタにガラ
ス遅延線を用いる必要がなくてくし形フイルタ特
性が向上し、クロストーク成分の除去効果や周波
数特性などが大幅に改善される。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、低域変
換色信号をデジタル回路によつて処理して1H毎
の位相シフト、周波数変動およびクロストーク成
分を除去するものであるから、これらの不要成分
を該低域変換色信号に振幅歪みや位相歪が生ずる
ことなく充分に抑圧することができ、特に、クロ
ストークを除去するための良好なくし形フイルタ
特性を得ることができて、該低域変換色信号が何
等影響されることなく、該クロストーク成分は充
分に減衰されるものであり、さらに、前記デジタ
ル回路には、低速のアナログ−デジタル変換器、
デジタル−アナログ変換器や小容量のメモリを用
いることができて、集積回路化による回路構成の
小型化、低コスト化が達成できるものであつて、
上記従来技術にない優れた機能の色信号再生回路
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の色信号再生回路の一例を示すブ
ロツク図、第２図は磁気テープ上のトラツクにお
ける低域変換色信号の位相シフトを示す模式図、
第３図ａ，ｂは低域変換色信号の位相シフト除去
後の該低域変換色信号とクロストーク成分の位相
関係を示す模式図、第４図は本発明による色信号
再生回路の一実施例を示すブロツク図、第５図お
よび第６図は第４図における低域変換色信号の位
相シフト除去動作を示すタイミングチヤートであ
る。１…低域変換色信号入力端子、２…メインコン
バータ、５…バーストゲート、７…水晶発振器、
１０…サブコンバータ、１７…色信号出力端子、
１８…再生水平同期信号入力端子、２０…アナロ
グ−デジタル変換器、２２…1Hメモリ、２３…
書込みアドレスカウンタ、２４…読出しアドレス
カウンタ、２７…1Hメモリ、２８…加算器、２
９…デジタル−アナログ変換器、３５…電圧制御
型発振器。

Claims

【特許請求の範囲】

１磁気テープから再生され１水平期間毎に順次
位相シフトされた低域変換色信号を正規の色信号
に変換する色信号再生回路において、再生された
水平同期信号に同期した第１のクロツクによつて
該低域変換色信号をデジタル信号に変換するアナ
ログ−デジタル変換器と、該第１のクロツクにも
とづいて該デジタル信号を書き込み一定周期の第
２のクロツクにもとづいて該デジタル信号を読み
出し書き込み、読み出しタイミングを前記１水平
期間毎の位相シフト量に応じて制御される第１の
メモリと、該第１のメモリの出力デジタル信号が
供給され１水平期間の遅延量を有する第２のメモ
リと加算器とからなるデジタルくし形フイルタ
と、該デジタルくし形フイルタの出力デジタル信
号をアナログの低域変換色信号に変換するデジタ
ル−アナログ変換器と、該アナログの低域変換色
信号を高域に周波数変換する変換手段とからな
り、前記第１のメモリで前記１水平期間毎の位相
シフトと周波数変動成分を除去し、前記デジタル
くし形フイルタで磁気テープ上の隣接トラツクか
らのクロストーク成分を除去することにより、前
記変換手段から正規の色信号を得ることができる
ように構成したことを特徴とする色信号再生回
路。