JPH047611A - 位置決め制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、位置決め制御装置における高速な位置決め制
御方法並びに前記制御方法を実現するための回路構成に
関する。

〔従来の技術〕

従来、位置決め制御には、計測自動制御学会論文集Ｖｏ
ｌ　２４．　Ｎｃｉ　４　（昭和６３年４月）第２８頁
から第３４頁に記載のように、未知外乱や不確実な非線
形パラメータを含む制御対象に対して、その出力を規範
モデルの出力に任意の精度で追従させる二重ロバストモ
デル追従制御が有効であることが論じられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、高速な位置決め制御を実現するに当っ
て、規範モデルとして何を選べば良いのか、また、どの
様な回路構成を取るのが良いのか明確でなぐ、実際の位
置決め制御に適用するのに問題があった。

本発明は、位置決め制御装置に向いた高速な位置決め制
御方式を提供することを目的としており、さらに、前記
制御方式を位置決め制御装置に適用する場合の最適な回
路構成を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明の位置決め制御装置
において、制御対象の位置決め制御方式ジキャスト制御
を適用したものである。

また、前記制御において演算処理装置の全体のプログラ
ム容量を抑えるために、規範モデルの挙動の演算をサン
プル周期ごとに行う様にしたものである。

また、前記制御においてサンプル周期の短縮化を図るた
めに、規範モデルの挙動の演算を移動距離に応じてサン
プル周期ごとに前もって算出してテーブルに持って置く
様にしたものである。

また、前記制御を実現するための位置決め制御回路構成
として、位置信号生成回路と演算処理装置とＤ／Ａコン
バータと位置決め制御機構を設けたものである。

また、前記位置決め制御回路構成において、演算処理装
置の処理負担の低減のために、位置番号生成回路を設け
たものである。

また、前記位置決め制御回路構成において、位置信号生
成回路より出力される位置信号を演算処理装置に取り込
むためにＡ／Ｄコンバータを設けたものである。

また、前記位置決め制御回路構成において、サンプル周
期の一定化を図るために、サンプル周期一定化回路を設
けたものである。

また、前記位置決め制御回路構成において、回路面積の
縮小化を達成するために、Ａ／ＤコンバータとＤ／Ａコ
ンバータと演算処理装置とＲＡＭとＲＯＭを１パッケー
ジのＩＣにしたものである。

さらに、前記ＩＣにおいて、演算処理装置の処理負担の
低減と回路面積の縮小化を達成たるために、位置番号生
成回路を含めて１パッケージのＩＣにしたものである。

〔作用〕

本発明の位置決め制御装置において、二重ロバストモデ
ル追従制御の規範モデルにポジキャスト制御を使用する
ことは、ポジキャスト制御の働きから、制御対象が現在
位置と目標位置との間を単振動で移動することになる。

制御対象が目標位置に着いた時は、理想的には、制御対
象の速度は０であるので、この瞬間に制御則に安定な制
御対象の位置決め制御ができる制御則に切り変えれば、
制御対象の位置０．速度Ｏなので制御が終了する。

前記ポジキャスト制御により、制御対象の位置決めがき
わめて早くなる。しかし、実際の制御対象を同定する時
、制御対象のパラメータ誤差、未知外乱により、規範モ
デルと制御対象の挙動差が呂で、制御則の切り変えポイ
ントで制御対象の位置が目標位置に達していなかったり
、速度が０になっていないことがある。このため、切り
変え後の収束時間がかかったり、制御対象の位置決めに
失敗することさえある。従って、第１図に示す様に。

制御対象の数値モデル！ポジキャスト制御した規範モデ
ルを考え、前記規範モデルの位置と速度の状態変数と制
御対象の状態変数の差にフィードバック係数ｋｃ倍した
値を制御対象の制御人力ｕ　Ｄ）に加算することにより
、制御対象を規範モデルの挙動に一致させる。以上、一
致させる方法が二重ロバストモデル追従制御で、この制
御の規範モデルにポジキャスト制御を使用することで、
安定で高速な制御対象の位置決め制御が実現できる。

また、前記二重ロバストモデル追従制御の規範モデルに
ポジキャスト制御を使用する時、サンプル周期ごとに規
範モデルの挙動の演算を行うことで、演算処理装置の全
体のプログラム容量を抑えることができる。

また、前記二重ロバストモデル追従制御の規範モデルに
ポジキャスト制御を使用する時、規範モデルの挙動の演
算を移動距離に応じてサンプル周期ごとに前もって算出
してテーブルに持って置くことで、演算処理装置の位置
決め制御のための演算時間の短縮がはかれ、サンプル周
期の短縮化ができる。

また、前記制御を実現するために、制御対象の位置を知
るため位置信号生成回路を設ける。前記位置信号生成回
路の出力が直接演算処理装置に取り込めると、演算処理
装置では二重ロバスト制御を併合したポジキャスト制御
の演算を行い、演算結果をＤ／Ａコンバータに出力する
。前記出力値で位置決め制御機構を鄭動し、制御対象の
位置決めが実現できる。以上の回路構成により、二重ロ
バスト制御を併合したポジキャスト制御を制御対象に適
用できる。

また、前記回路構成において、位置信号生成回路から作
られる位置信号が演算処理装置の処理で大きな負担にな
る場合、演算処理装置と位置信号生成回路の間に位置番
号生成回路を設ける０以上の回路により、演算処理の処
理負担を低減することができる。

また、前記回路構成において、位置信号生成回路の出力
が直接演算処理装置で取り込めない時、演算処理装置と
位置信号生成回路の間にＡ／Ｄコンバータを設ける。以
上により−、位置信号生成回路の出力が演算処理装置に
取り込める。

また、前記回路構成において、サンプル周期一定化回路
を設けることで、正確なサンプル周期ごとに制御対象の
位置を知ることができる。

また、前記回路構成において、位置信号生成回路から作
られる位置信号を取り込むＡ／Ｄコンバータと二重ロバ
スト制御を併合したポジキャスト制御の演算を行う演算
処理装置と演算処理装置用の制御プログラムやテーブル
値を保存するＲＯＭと演算処理装置の作業領域等のＲＡ
Ｍと演算処理装置の演算結果である制御出力を出すため
のＤ／Ａコンバータを１パッケージのＩＣにする０以上
より、回路面積の縮小化ができる。

さらに、前記ＩＣにおいて、演算処理装置で位置信号生
成回路から作られる位置信号を処理するのが大きな負担
になる時、位置番号生成回路も入れて１パッケージのＩ
Ｃにする。以上により演算処理装置の処理負担の低減と
回路面積の縮小化ができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を磁気ディスク装置の磁気ヘッ
ドの位置決め制御に適用した場合について、第１図、第
２図、第３図、第４図、第５図。

第６図、第７図、第８図、第９図により説明する。

第１図は、本発明を磁気ディスク装置に適用した場合の
、磁気ヘッドの連続系の位置決め制御系のブロック線図
である。今回、補償器の基本は１例としてレギュレータ
としている。これは、制御対象に応じてサーボや、その
他の制御則を適用しても熱論かまわない、これは、実際
に磁気ヘッドの位置決めを行う制御対象１．前記の制御
対象を制御する補償器２．前記の補償器には、実時間で
制御対象の理想的な挙動を算出するための制御対象の数
値モデル３を含んでいる。また、各記号の意味は１次の
とおりである。

ｕ（１）　：時刻ｔにおける制御対象の制御入力）Ｃ（
ｔ）：時刻ｔにおける制御対象の状態変数ｕ（ｔ）：時
刻ｔにおける制御対象の数値モデルの制御入力 ２（ｔ）：時刻ｔにおける制御対象の数値モデルの状態
変数 、　（１）　：時刻ｔにおける制御対象と制御対象の数
値モデルの状態変数の差 ＡＣ，Ｉｔ　ｃ：制御対象の状態方程式のパラメータλ
。ｅ　Ｔ　ｃ　：連続系の制御対象の数値モデルの状態
方程式のパラメータ Ｊｃ　　：連続系の状態変数のフィードバック係数 に０　　：連続系の状態変数の差のフィードバック係数 上記記号は、磁気ディスク装置の磁気ヘッドの位置決め
制御系を考えた場合、具体的には、次の様に考えられる
。ここで、磁気ヘッドの位置決めには、ＶＣＭ（Ｖｏｉ
ｃｅ　Ｃｏ１１　Ｍｏｔｏｒ）の場合を考える。

ｕ　（ｔ）　：時刻ｔにおけるＶＣＭに流す制御電流χ
（ｔ）：時刻ｔにおける磁気ヘッドの位置と速度 ｔｒ（ｔ）：時刻ｔにおける磁気ヘッドの位置決め制御
系を数値モデルにした系に加える 制御電流値 文（１）：時刻ｔにおける磁気ヘッドの位置決め制御系
を数値モデルにした系の磁気ヘ ッドの位置と速度 ｅ　（ｔ）　：時刻ｔにおける磁気ヘッドの位置決め制
御系とこの制御系の数値モデルの位 置の差と速度の差 ＡｅｔｌＩＧ：磁気ヘッドの位置決め制御系の状態方程
式のパラメータ λｃｔＴｃ：磁気ヘッドの位置決め制御系の連続系の数
値モデルの状態方程式のパラメー タ Ｊｃ　　：磁気ヘッドの位置決め制御系の連続系の数値
モデルのフィードバック係数 ｋｃ　　：磁気ヘッドの位置決め制御系とこの制御系の
連続系の数値モデルの位置の差 と速度の差のフィードバック係数 第１図のブロック線図の働きは以下の通りである。ここ
で、今回の場合、制御対象を説明の便宜上２次系と考え
る。熱論、制御対象を、解析からもっともふされしい次
数を選ぶことはかまわない。

例えば、上位から磁気ヘッドをｎトラック分移動する指
示が来た場合を考える。この時、磁気ヘッドは目標トラ
ックに追従する動作である。フオロイングをしているの
で、磁気ヘッドの位置をｎ。

速度０と考えると、制御対象と制御対象の数値モデルの
状態変数ｘ（０）、　５１（Ｑ）は、以下余白 となる、これから、制御対象の数値モデルに対する制御
入力室（０）は、 π（０）二一ノ。１（０） ＝　−ｎ　ｆ　ｃｔ　　　　　　　　　　・＝　（１，
２）そして、制御対象の制御人力ｕ（０）は、ｅ（０）
＝ｘ（０）　　１（０）＝（Ｄよって ｕ（０）＝ｕ（０）　　ｋｃｅ（０） ＝　　ｎｆ　ｃｔ−０＝　　ｎｆ　ｃｔ　　−（１，３
）以上から、制御対象と制御対象の数値モデルに加えら
れる制御入力は、式（１，２）、式（１，３）の様にな
る。これにより、制御対象と制御対象の数値モデルは。

：１（０）＝＾ｃｘ　（０）＋　ｂ　ｃ　ｕ　（０）・
・・（１，４）！（０）＝λｃ５Ｅ　（０）＋　’Ｆｃ
ｕ　（０）”・（１，５）ここで、式（１，１）　、式
（１，２）　、式（１，３）より、ｘ（０）＝２（０）
、ｕ（０）＝ｕ（０）なので、式（１，４）と式（１，
５）の差は、制御対象を数値モデルにしたの時のモデル
化誤差による。実際、制御対象を数値モデルにする場合
、非線形要素等制御対象の同定誤差が含まれてしまう、
この誤差が、）Ｃ（０）と１（０）の差に表われてくる
。この差を補正するために ｅ（ｔ）＝χ（１）−文（１） ｋｃ　ｅ　（ｔ）　＝　ｋｃ　（：ｔ　（ｔ）　　ｌ　
（ｔ））によって、次の制御対象の制御人力ｕ（１）は
、ｕ　（ｔ）　＝　Ｔ　（ｔ）　−ｋｃ　ｅ　（ｔ）＝
−７，１（ｔ）−ｋｃ（ｘ（ｔ）−５Ｅ（ｔ））＝−（
７ｃｍｋｃ）ｌ（ｔ）−ｋｃｘ（ｔ）・・・（１，６） 式（１，６）によって、制御対象への制御入力が補正さ
れ、制御対象の数値モデルと挙動差がなくなる様な制御
が行なわれていきながら、目標トラックへ磁気ヘッドが
移動していく、ここで、１／Ｓは積分のオペレータであ
る。以上を一般系にまと・・・（１，７） となる。上記が二重ロバストモデル追従制御を併合した
レギュレータである。前記制御は、などを補正してくれ
るため、補償器の設計がしやすい。ところで、状態変数
のフィードバック係数７ｃによって様々な特性の磁気ヘ
ッドの位置決めを行うことができる。磁気ヘッドの位置
決め制御には、まず制御対象の数値モデルを単振動にな
る様なｊｃを選び、単振動の一方の頂点を初期点。

もう一方の頂点を目標点とし、磁気ヘッドが単振動で初
期点から目標点へ移動する様にする。次に目標点に磁気
ヘッドが達した後、制御対象の数値モデルは、目標値に
達し、かつ速度がＯより、５１、　（ｔ）　＝Φ よって、 宣（ｔ）＝−７，Ｙ（ｔ）＝０ 従って、第１図は、ｋｃをフィードバック係数としたレ
ギュレータ制御となっている。よって。

ｋｃを安定性の良いｋｃにすることで位置決めの速い制
御が達成される。今回は、上記で述べたとおり補償器の
基本はレギュレータなので、制御を切り換える目標点の
前後は、共にレギュレータの制御を使用した。しかし、
この組み合せは、制御対象に応じて、レギュレータとサ
ーボ、サーボとレギュレータ、サーボとサーボ等、様々
な制御則を組み合わせることは、熱論かまわない０次に
、制御対象の数値モデルを単振動にするためのレギュレ
ータによる制御の状態変数のフィードバック係数Ｊｃの
決定方法について述べる。

制御方法は、今回レギュレータなので π（ｔ）　−、−７ｃ５！　（ｔ） よって、 １　（ｔ）　＝　（λ。−τｃ　ｉ　ｃ）　ｌ　（ｔ）
状態変数１（ｔ）の初期値を：ｆ（０）とすると１（ｔ
）＝ｅｘｐ［（λｃ−ＴＪｃ）ｔ］１（ｏ）・（ｔ、ｇ
）ここで、Ｌ−１をラプラス逆変換の記号とするとｅｘ
ｐ（Ａ　ｔ　）＝　Ｌ−１［（Ｓ　　］　−Ａ）−”１
＝（１，９）の関係より、単振動の場合、 とおくことができると、 ところで、磁気ヘッドが現在フォロイングしているトラ
ックから移動先のトラックまでの移動トラック■をｎト
ラックとする。状態変数の初期値Ｉ（０）は、磁気ヘッ
ドがフォロイングしていることより磁気ヘッドの位置ｎ
、速度０より とおくと、式（ｉ、ａ）　、式（１，９）　、式（１，
１１）、式（１゜１２）より。

式（１，１３）から、５１　（ｔ）の応答は振幅値がｎ
／２の大きさで周期が２π／ω２位置’ｆｆ１ｘ（ｔ）
が速度デ２（１）に対して位相が−ｆ進んでいる単振動
になっている。よって、位置工、（ｔ）をｎトラックシ
ーク持っていきたい時、磁気ヘッドのフォロイングして
いる位置子、（Ｏ）をｎ／２．目標位置！、（１）を−
ｎ／２に制御対象の数値モデルで対応づければ、式（１
，１３）から１時刻ｔ＝π／ωに、磁気ヘッドは目標位
置に達し速度がＯになる。この時点で制御則を安定性の
良いｋｃによるレギュレータに切り変え、かつ、制御対
象の数値モデルの位置を０に対応づければ、位置０．速
度０なので制御が終了する。これにより、磁気ヘッドの
位置決めがきわめて早くなる。安定性の良いｋｃは、以
下の様に決定する。レギュレータによる制御の状態変数
のフィーＦバック係数ｋｃにより、制御対象は式（１，
８）より ｘ　（ｔ）　＝ｅｘｐ［（Ａｒｂ　ｃ　ｋｃ）　ｔ　］
χ（０）の関係があるので、なるべく早＜Ｘ（ｔ）を安
定させるには、 ／Ｓ　Ｉ　−（Ａｃ　　ｂ　ｃ　ｋｃ）／　＝　０の解
の実部がすべて負で、実部の大きさがなるべく大きく取
る様なｋｃを決めればよい。現実には、ｕ（ｔ）＝　　
ｂｃズ（１） ＝−（ｋｃ、工ｘ（ｔ）＋ｋｃｍ工、（１））ここで、
Ｕ　（Ｘ）は、時刻ｔにおけるＶＣＭに流す制御電流よ
り、ｕ（ｔ）のハードウェアの限界があるため、ｋｃを
あまりむやみな値はとれない。

以上、初期値と目標値の間で単振動を起こす制御をポジ
キャスト制御と言う、前記ポジキャスト制御を直接制御
対象に適用した場合、未知外乱、制御対象のパラメータ
変動、または制御対象の同定誤差により、制御則の切り
変えポイントで磁気ヘッドが目標位置に達していなかっ
たり、速度が０になっていないことが多いため、切り変
え後の収束時間がかかったり、脱調することさえある。

従って、上記ポジキャスト制御は、このままでは不確定
要素の多い実際の制御対象には適用することは離しい。

そこで、図１に示す様に、制御対象の数値モデルをポジ
キャスト制御し、この状態変数と実際の制御対象の状態
変数の差をうまく実際の制御対象にフィードバックする
ことで、実際の制御対象を数値モデルの挙動に一致させ
る制御方法を考える。前記磁気ヘッドの位置決め制御が
上記で述べた連続系の二重ロバストモデル追従制御を併
合したポジキャスト制御である。ここで、制御対象の数
値モデルの状態変数の出力と実際の制御対象の状態変数
の差をフィードバックする時のｋｃは、以下の様に決定
すれば良い０図１より、１（ｔ）＝Ａｃ：ｔ（ｔ）＋ｂ
ｃｕ（ｔ）ｕ　（ｔ）　＝　ｕ　（ｔ）　−ｋｃ　ｅ　
（ｔ）ｅ　（ｔ）　”　Ｘ　（ｔ）　−１（ｔ）’ｌ　
（ｔ）　＝λｃ　ｌ　（ｔ）　＋　Ｔｃ　’ｉｌｒ　（
ｉ）これから、 易（ｔ）　＝　＊　（ｔ）　−２（ｔ）＝Ａｃχ（ｔ）
　＋　ｂ　ｃ（＝　（ｔ）　−ｋｃ（：ｔ　（ｔ）−”
ｉ！　（ｔ）））　−（λｃｉｃ（ｔ）　＋　Ｔｃ’ｉ
ｌｒ　（ｔ））＝（Ａｃ−ｂｃｋｃ）ｘ（ｔ）　−（Ｘ
ｃ　　ｈｃｋｃ）５Ｅ（ｔ）＋（ｂｃ−Ｔｃ）ｉｌｒ（
ｔ）ここで、制御対象の数値モデルが、はぼ、制御対象
を表わしていると、Ａ　ｃ　’＝λ。、ｂｃ’＝Ｔｃと
なり。

ｅ（ｔ）４（λＣ−τｃ　ｋａ）　（ｘ　（ｔ）　−５
Ｅ　（ｔ））＝Ｃ’Ｘｃ　　Ｔｃ５ｃｃ）　ｅ　（ｔ）
　　　　−（１，１４）式（１，１４）は式（１，８）
より ｅ　（ｔ）　＝ｅｘｐ［（Ｘｃ−’ｔｃ　ｋｃ）ｔｌ　
ｅ　（０）・＝　（１，１５）従って、式（１，１５）
が発散しない様な、ｋｃを選べば良いことになる。つま
り。

／５ｌ−（Ａｃ　　’Ｆｃ　ｋｃ）／　＝　０の解の実
部がすべて０以下になるに０を選べば良い、しかし、現
実には、上記安定性の良いｋＣの決定方法と同じ様に ｕ　（ｔ）　＝　ｉｌｒ　（ｔ）　　ｋｃ　ｅ　（ｔ）
で、ＶＣＭに流す制御電流ｕ　（ｔ）のハードウェア限
界があるため、ｋｏをむやみな値はとれない。

本実施例によれば磁気ヘッドの位置決め制御に、上記で
述べた連続系の二重ロバストモデル追従制御を併合した
ポジキャスト制御を適用することは、不確定要素が多い
磁気ヘッドの高速位置決め制御に向いた制御である。

第２図は、本発明を磁気ディスク装置に適用した場合の
、磁気ヘッドの離散系の位置決め制御系のブロック線図
である。前記ブロック線図は、上記第１図と同じ構成で
ある。各記号の意味は、第１図の場合と同じである。こ
こで、離散系と連続系の関係は、０次ホールドで離散化
するとｔ＝＝ｉＴ　　（Ｔ：サンプル周期）　・・・（
２，１）また、フィードバック係数ｊは、ディジタル再
設計より、 １　　　　　　　　　　　・・・（２，３）７４７Ｃ＋
７７Ｃ（λ。−１゜／ｃ）’ｒ（ただしＴが十分小さい
場合） 同じくｋは。

ｋ４に、十±ｋｃ（Ａｃ　　１ｔｃｋｃ）Ｔ　”’（２
，４）（ただしＴが十分小さい場合） で離散系でも連続系と同じ挙動をする補償器を設計する
ことができる。さらに、ｚ　−１は、数値を一つ遅らせ
るオペレータである。ブロック線図の働きは、第１図と
同様に、以下の一般系で表わせる。

第１図と同様に、磁気ヘッドの位置決め制御には式（２
，３）から、離散系で単振動となるフィードバック係数
ｊが選ばれているので、まず磁気ヘッドは、現在フォロ
イングしているトラックから移動先のトラックまで、二
重ロバストモデル追従制御による制御対象の位置と速度
の状態変数に従って補正がかかりながらも、基本はポジ
キャスト制御の単振動で動いていく、磁気ヘッドが移動
先のトラックに達した時、磁気ヘッドの速度がＯとなり
、この時点で式（２，４）により制御則を安定性の良い
ｋによるレギュレータに切り変わり、かつ、制御対象の
数値モデルの位置をＯに対応づけるので、位置Ｏ２速度
０なので制御が終了する。これにより、磁気ヘッドの位
置決めがきわめて早くなる。

本実施例によれば、磁気ヘッドの位置決め制御に、上記
で述べた離散系の二重ロバストモデル追従制御を併合し
たポジキャスト制御を適用することは。

不確定要素が多い磁気ヘッドの高速位置決め制御に向い
た制御である。

第３図は、一般的な磁気ディスク装置の二相サーボの磁
気ヘッドの位置信号と、その位置信号から作られるトラ
ックパルス信号の関係図である。

位置信号は円板５上に記録されている磁気ヘッドの位置
決め情報から作られ、磁気ヘッド４がトラック６上で８
カが０レベルになるＮｏｒｍａｌ信号（ＰＯ５Ｎ）と磁
気ヘッドがトラック間のセンタで出力がＯレベルになる
Ｑ　ｕａｄｒａ信号（ＰＯ５Ｑ）の２つから成る場合で
ある。この他、円板上に記録する磁気ヘッドの位置決め
情報の書き込みの高速化から、従来のトラック幅で磁気
ヘッドの位置決め情報を円板に記録していたのをトラッ
ク幅の２倍の幅で記録する方法がある。この場合は、Ｎ
ｏｒ■ａｌ信号とＱｕａｄｒａ信号が交互にトラック上
でＯレベルになる。つまり、２つの信号は、ｌトラック
おきに０レベルになる０以上の様な位置信号の作り方も
ある。前記２出力の加算と減算によりさらに、Ｎｏｒｍ
ａｌ信号に対して一１７４トラックずれた信号（ＰＯＳ
−ＡＤＤ）とｌ／４トラツクずれた信号（ＰＯＳ−８Ｕ
Ｂ）の２つが作られる。前記４つの信号をそれぞれコン
パレータを通すことで、４つのトラックパルス信号（Ｎ
−ＯＵＴ、Ｑ−ＯＵＴ、ＡＤＤ−ＯＵＴ、５ＵＢ−ＯＵ
Ｔ）も作られる０以上、４種類の位置決め信号と、４種
類のトラックパルス信号を利用して、第１図、第２図の
二重ロバストモデル追従制御を併合したポジキャスト制
御を適用できる回路構成の一例を以後述べる。熱論１位
置決め信号の出カバターンが変われば、そのパターンに
合った回路構成を取るのは問題ない。

第４図は、磁気ヘッドの位置決め制御情報にサーボ面サ
ーボの情報かデータ面サーボの情報のどちらか一つを使
う場合の磁気ディスク装置の位置決め制御系の回路構成
図１である。第３図で示した様に位置決め信号と前記位
置決め信号から作られるトラックパルス信号を利用して
離散系の二重ロバスト追従制御を併合したポジキャスト
制御を適用できる回路構成になっている。使用する信号
は、磁気ヘッドが現在フォロイングしているトラックか
ら移動先のトラックまでの位置信号として、トラックパ
ルス信号のうち、ＡＤＤ−ＯＵＴ、５ＵＢ−ＯＵＴの２
信号を使用する。前記２信号を利用することにより、磁
気ヘッドがあるトラックの中心から±１／４トラック分
は位置信号に変化がないので、上記２信号を利用した二
相クロック生成回路とカウンタ回路で容易に磁気ヘッド
のトラック位置を把握できる。さらに、磁気ヘッドが目
標トラックに達してからフオロイングさせるためには、
位置信号として位置決め信号ＰＯ８Ｎを使用する。前記
ＰＯ５Ｎ信号は、目標トラックに磁気ヘッドが完全に乗
っている時がＯで、かつ。

上記ＡＤＤ−ＯＵＴ、５ＵＢ−ＯＵＴの２信号ヲ利用し
たカウンタ回路の値が変化しない範囲では、はぼＰＯ８
Ｎ信号は直線なので、磁気ヘッドの位置決め信号に向い
ている。このＰＯ８Ｎ信号をＡ／Ｄ変換器を使用した離
散系で処理することで、上記ＡＤＤ−ＯＵＴ、５ＵＢ−
ＯＵＴの２信号によるトラックカウント回路を使用した
磁気ヘッドの位置決め制御回路と共用できる部分が大き
い。

以上の設計方針に従って構成されている第４図の位置決
め制御系の離散系の回路構成について以下に述べる。ま
ず、磁気ヘッド４が、円板５に記録されている磁気ヘッ
ドの位置決め情報を読み出す。

読み出された位置決め情報から位置信号生成回路９で、
位置信号とこの位置信号を基に作られるトラックパルス
信号が作られる。上記で説明した通り、前記位置信号は
磁気ヘッドが目標トラックに安定にフォロイングするた
めの位置信号に使用し、前記トラックパルス信号は磁気
ヘッドが現在フオロイングしているトラックから目標ト
ラックまで移動するための位置信号に使用する。トラッ
クパルスから位置番号生成回路であるトラック番号生成
回路１０で、現在の磁気ヘッドのトラック番号に対応し
た番号が生成される。前記番号が演算処理装置であるマ
イコン１３に、サンプル周期一定化回路１１より出され
る一定間隔ごとのデータの取り込み指示に従って取り込
まれる。この取り込まれた値に従って、マイコン内では
、今まで説明した二重ロバストモデル追従制御を併合し
たポジキャスト制御の処理が行なわれ、その結果がＤ／
Ａコンバータ１４に出力される。前記Ｄ／Ａコンバータ
に出力された値は、磁気ヘッドの位置決め機構の共振対
策等のフィルタ処理がフィルタ１５で行なわれ、その出
力がＶＣＭ　（Ｖｏｉｃｅ　Ｃｏ１１　Ｍｏｔｏｒ）ド
ライバ１６を通して、磁気ヘッドの位置決め制御が行な
われる。磁気ヘッドが目標トラックの１７４トラツクに
入れば、磁気ヘッドの位置決め信号として位置信号を使
用する。上記サンプル周期一定化回路１１より出される
一定間隔ごとのデータの取り込み指示に従ってＡ／Ｄコ
ンバータ１２で変換される前記位置信号がマイコン１３
に取り込まれる。マイコン内では、今まで説明した安定
なフィードバック係数を使用したレギュレータの処理が
行なわれ、その結果がＤ／Ａコンバータ１４に出力され
、以下、上記二重ロバストモデル追従制御を併合したポ
ジキャスト制御の場合と同じ処理が行なわれる。熱論、
制御対象に合わせて正確な磁気ヘッドの位置決めをする
ために、マイコン内のレギュレータ処理を別の制御処理
に変更するのはかまわない。本実施例によれば、磁気ヘ
ッドの位置決め制御に離散系の二重ロバストモデル追従
制御を併合したポジキャスト制御が適用できるので、不
確定要素が多い磁気ヘッドの高速位置決め制御が実現で
きる。熱論、本回路構成は１例であって、トラック番号
生成回路をなくして、直接トラックパルスをマイコンに
取り込みマイコン内でトラック番号を生成する、または
、サンプル周期は、一定でなくてもマイコンの制御プロ
グラムで位置信号を取り込んだ間隔に合わせて、演算処
理式を変更していく等、様々な回路構成が考えられるが
、二重ロバストモデル追従制御を併合したポジキャスト
制御が適用できれば、制御対象に合わせて、回路構成を
変更することは問題ない。

第５図は、磁気ヘッドの位置決め制御情報にサーボ面サ
ーボの情報とデータ面サーボの情報の両方の情報を使う
場合の磁気ディスク装置の位置決め制御系の回路構成図
２である。第４図と基本的には同じ構成である。増えた
回路は、今回、データ面情報用の位置信号生成回路とＡ
／Ｄコンバータである。これは、正確な磁気ヘッドの位
置決めを行うために、磁気ヘッドがフオロイングをする
時は、データの読み書きする磁気ヘッドから読み出され
る磁気ヘッドの位置決め情報、つまりデータ面情報を基
にして磁気ヘッドの位置決め制御ができるようにするた
めの回路である。磁気ヘッドが現在フォロイングしてい
るトラックから目標トラックまで移動する時、磁気ヘッ
ドが目標トランりのＴトラック以内に入る所までは、第
４図の場合と同じである。磁気ヘッドが目標トラックの
Ｔトラック以内に入った時、これから読み書きする磁気
ヘッドから読み出される磁気ヘッドの位置決め情報にな
るデータ面情報で位置決め制御を行う、データ面情報か
ら位置信号生成回路により位置信号が作られ、サンプル
周期一定化回路により出される一定間隔ごとのデータの
取り込み指示に従ってＡ／Ｄコンバータで変換される前
記位置信号がマイコンに取り込まれる。マイコン内では
。

今まで説明した安定なフィードバック係数のレギュレー
タの処理が行なわれ、その結果がＤ／Ａコンバータに出
力される。以上により、正確な磁気ヘッドの位置決め制
御が実現できる。熱論制御対象に合わせて正確な磁気ヘ
ッドの位置決めをするために、マイコン内のレギュレー
タ処理を別の制御処理に変更するのはかまわない。また
は、磁気ヘッドが目標トラックの１７４トラック以内に
入った時、サーボ面から読み出されるサーボ情報と前記
データ面から読み出されるデータ面情報の２つを利用す
る方法も考えられる。この場合、サンプル周期一定化回
路により出される一定間隔ごとのデータの取り込み指示
に従って、サーボ面情報から作られる位置信号とデータ
面情報から作られる位置信号を、それぞれＡ／Ｄコンバ
ータで変換して、マイコンに取り込む。マイコンでは、
サーボ面情報が高周波でデータ面情報は低周波で効く様
なフィルタ計算を行い、その結果がＤ／Ａコンバータに
出力される０以上により、２つの位置信号を利用した正
確な磁気ヘッドの位置決め制御が実現できる。熱論制御
対象に合わせて正確な磁気ヘッドの位置決めをするため
に、マイコン内のフィルタ処理を別の制御処理に変更す
るのはかまわない。本実施例によれば、磁気ヘッドの位
置決め制御に離散系の二重ロバストモデル追従制御を併
合したポジキャスト制御が適用でき、かつ、正確な磁気
ヘッドの位置決め制御が実現できるので、不確定要素が
多い磁気ヘッドの高速・高精度な位置決め制御が実現で
きる。

第６図は、サンプル周期一定回路図の１例である。各記
号の意味は以下の通りである。記号の先頭にＯ８の記号
が付いているのはマイコンのアドレスバスから生成され
るチップセレクト信号であることを示している。Ｆｌａ
ｇはマイコンによってセットされたサンプル周期時刻以
降になるとＡｃｔｉｖｅになる信号である。Ｃａｒｒｙ
はサンプル周期時刻だけＡ　ｃｔｉｖｅになる信号であ
る。３丁ＣＮＴはマイコンがサンプル周期時間経過した
がどうか知るためにデータバス線上にＦ　ｌａｇの出力
を出すゲートを開くための信号である。Ｃ３Ｒ５Ｔは、
　Ｆｌａｇがサンプル周期時間経過した後Ａ　ｃｔｉｖ
ｅになりっばなしなので、これをマイコンがリセットす
るための信号である。Ｃ５Ｃ５５Ａは、マイコンがサン
プル周期をカウンタ回路に覚えさせるためのラッチ用信
号である。ＷＲは、マイコンからデータ出力する時のマ
イコンのＷｒｉｔｅゲート信号である。ＤＯ−Ｄ７はマ
イコンのデータバスである。ＣＬＫは、カウンタ回路を
カウントアツプさせるための基準クロックである。

この動作は、次のとおりである。説明の１例としＣＬＫ
をＩＭ＆、サンプル周期を１００μｓとする。

マイコンからは、Ｃ８Ｃ８５ＡをＡｃｔｉｖｅにしてデ
ータバスに２５６−１００＝１５６を出し、ＴＴＬ３７
４にうッチする。この値は、Ｔ　Ｔ　Ｌ　１６１を２個
使い１〜２５６までカウントアツプできるカウンタの初
期値となる。前記カウンタは、２５５を超えるとＣａｒ
ｒｙ信号が出て、このカウンタに上記ＴＴＬ３７４にラ
ッチした値がロードされカウンタの初期値となり、ＣＬ
Ｋに従ってカウントアツプを繰り返す。また、Ｃａｒｒ
ｙ信号が出た時、Ｄ−フリップ・フロップを２個使用す
ることでラッチしてＦ　ｌａｇ信号とする。このＦ　ｌ
ａｇ信号は１度Ａ　ｃｔｉｖｅになると、マイコンがＣ
３Ｒ５ＴでリセットかけないかぎりＡｃｔｉｖｅのまま
である。従って、マイコンがＦｌａｇを調べることで、
マイコンの演算処理等のためにサンプル周期をみのがす
ことがなくなり、マイコンのソフトウェアの設計がしや
すくなる。マイコンはＣ３ＣＮＴでＦ　ｌａｇがＡ　ｃ
ｔｉｖｅになったことを知ると、Ｃ３Ｒ５ＴでＦｌａｇ
のリセットをかける必要がある。しかし、Ｆｌａｇは、
カウンタ動作に影響を与えないので、Ｆ　ｌａ　ｇを■
Ｒ８Ｔでリセットする時間が次のＣａｒｒｙが立つまで
の時間以内なら、正確なサンプル周期をマイコンが知る
ことができる０本実施例によれば、マイコンからサンプ
ル周期を設定でき、かつ、マイコンが常にサンプル周期
を見ていなくてもほぼ正確にサンプル周期を知ることが
できる。熱論、Ｃａｒｒｙをマイコンの割込み端子につ
なぎ、強制的に割込みをかける、また、カウント数を増
やす等、制御対象に合わせて回路を変更するのはかまわ
ない。

第７図は、トラック番号生成回路図の１例である。各記
号の意味は以下の通りである。Ｃａｒｒｙは、第６図の
サンプル周期一定回路図のカウンタ回路からマイコンで
指定したサンプル周期ごとにＡｃｔｉｖｅになる信号で
ある。ＡＤＤ−ＯＵＴ。

５ＵＢ−ＯＵＴは、第３図で説明したとおり位置信号を
基に作られるトラックパルスである。ＣＬＯＣＫは、こ
の回路の動作基準となるクロックである。Ｆｌａｇは、
第６図で説明したとおり、マイコンによってセットされ
たサンプル周期時刻以降になるとＡｃｔｉｖｅになる信
号である。ＤＯ〜Ｄ１５はマイコンのデータバスである
。ＣＬ、には、ＣＬＯＣＫから作られる基準クロックで
ある。で５ＣＮＴは、第６図と同じ信号で、マイコンが
磁気ヘッドの位置を知りたい時、データバス線上に最新
のサンプル周期における磁気ヘッドの位置を出力を出す
ゲートを開くための信号である。て１ＣＬＲは、現在の
磁気ヘッドの位置を数えるアップ・ダウンカウンタをク
リアするための信号である。ＷＲは、マイコンからデー
タ出力する時のマイコンのＷ　ｒ　ｉ　ｔ　ｅゲート信
号である。この動作は、次のとおりである。説明の１例
として、ＣＬＯＣＫを８ＭＨｚ、従って、この回路の場
合、基準クロックはＩＭＨｚ、＠在磁気ヘッドがフォロ
イングしている位置を０トラツク、これから１０トラツ
ク先へ磁気ヘッドが移動する場合を考える。マイコンは
、まず、トラックカウントを初期化するために。

Ｃ３ＣＬＲ信号を利用してＴ　Ｔ　Ｌ　１９３で構成さ
れたアップ・ダウンカウンタを０クリアする。マイコン
は、１０トラツク先へ磁気ヘッドが移動するのにＶＣＭ
に必要な制御電流ｕ（１）を二重ロバストモデル追従制
御を併合したポジキャスト制御の理論に従って求め、Ｖ
ＣＭに出力するのだが、ここで、上記制御理論の位置情
報になるのが、アップ°ダウンカウンタの値である。前
記値は、以下の様番こして作られる。８Ｍ＆のクロック
からＴＴＬ１６１によって８分周して作られるＩＭＨｚ
の基準クロックで、トラックパルスのＡＤＤ−ＯＵＴ、
５ＵＢ−ＯＵＴを、第７図に示す様４．−　Ｔ　Ｔ　Ｌ
１７４と多少の論理回路でスライスして、アップ・ダウ
ン信号を作る。前記アップ・ダウン信号を基に４個のＴ
　Ｔ　Ｌ　１９３により、アップ・ダウンカウンタを動
かす。このアップ・ダウンカウンタ値は、第６図に示し
た、サンプル周期ごとにＡｃｔｉｖｅになるＣａｒｒｙ
信号によって２個のＴ　Ｔ　Ｌ　３７４にラッチされる
。ここで、第６図と第７図の基準クロックは、位相が５
０％ずれているので、第６図のＣａｒｒｙが出る信号の
遅延を考慮して回路を設計しておけば、４個のＴ　Ｔ　
Ｌ　１９３によるアップ・ダウンカウンタの値が、ちょ
うどアップやダウン中の不定の値をＴ　Ｔ　Ｌ　３７４
がラッチする心配はない。

第６図でも説明したとおり、マイコンがＦ　ｌａｇ信号
を調べる時、Ｃ３ＣＮＴ信号を出すが、第７図の様に、
マイコンのデータバスのｂｉｔ１５にＦｌａｇ。

それ以外をＴ　Ｔ　Ｌ　３７４につないでおき、Ｃ８Ｃ
Ｎ〒をＴ　Ｔ　Ｌ　３７４のアウトプットコントロール
端子につないでおくと、マイコンは一命令でＦ　ｌａｇ
情報と現在の磁気ヘッドの位置の情報を取り込め効率が
良い。この回路構成なら、磁気ヘッドの目標トラックで
ある１０トラツク先に着いた時、４個のＴ　Ｔ　Ｌ　１
９３によるアップ・ダウンカウンタ値は、十進数で２０
になる。この値をマイコンが知った時、位置信号をＡ／
Ｄコンバータから取り込み、磁気ヘッドのフォロイング
を行なえば、二重ロバストモデル追従制御を併合したポ
ジキャスト制御の理論に従った高速な磁気ヘッドの位置
決め制御が実現できる。本実施例によればトラックパル
スＡＤＤ−ＯＵＴ、５ＵＢ−ＯＵＴにより作られたアッ
プ・ダウン信号によって動くアップ・ダウンカウンタ値
より、磁気ヘッドの位置をサンプル周期ごとに正確に知
ることができる。熱論、前記回路構成では二重ロバスト
モデル追従制御を併合したポジキャスト制御に必要な磁
気ヘッドの速度情報は、マイコン内で後退差分等を利用
して疑似的に作ったり、副回路を付加することはかまわ
ない、また、今回、マイコンは１６ｂｉｔのデータバス
幅を持つとしたが、必要に応じて回路を変更するのもか
まわない、さらに、磁気ディスク装置のトラック数によ
っては、アップ・ダウンカウンタの数えられる値を変更
するのも、まったく問題ない。

第８図は、従来の磁気ヘッドの位置決め制御と二重ロバ
ストモデル追従制御を併合したポジキャスト制御の実験
結果の図である。今回は、磁気ヘッドの移動量を使用し
た磁気ディスク装置の平均アクセス時間に近い１／３フ
ルトラツクである２７３トラツクにした。実験結果は、
上段の信号が位置信号であるＰＯ３Ｈ，下段の信号が制
御電流であるｕ　（ｔ）である。スケールは、２つの図
ともＰＯ８Ｈ６，６Ｘ１０−’ｍ／ＤｉＶ（フオ０イン
グ時）ｕ　（ｔ）　　　　２Ａ／Ｄ　ｉ　Ｖ 時間　　　　５　Ｘ　１０−”　Ｓ　／　ＤｉＶである
。第８図（ａ）は従来の制御方式で、磁気ヘッドがフォ
ロイングしている時は、位相進み遅れ補償、ローパスフ
ィルタ、メカ共振をさけるためのノツチフィルタ等で磁
気ヘッドの位置決め制御系の一巡伝達関数を磁気ヘッド
の応答性を考慮して目的の特性になる様に調整している
。また、磁気ヘッドが目標トラックへ移動している時は
、マイコン内の磁気ヘッドの移動量に応じた制御電流の
テーブルに従ってｕ　（ｔ）が出力される。前記テーブ
ルは、磁気ヘッドが安定して移動できる最高速度を考慮
して、ある程度経験から決められている。第８図（ｂ）
は、今まで説明してきた磁気ヘッドの位置決め制御に二
重ロバストモデル追従制御を併合したポジキャスト制御
を利用した場合である。第８図からも明らかな様に、位
置決め制御に従来の制御方式は、２４ｍ５程度かかって
いるが、二重ロバストモデル追従制御を併合したポジキ
ャスト制御では１９ｍ　ｓ程度で、約２０％も磁気ヘッ
ドの位置決め制御が高速化された。

第９図は、磁気ディスク装置の磁気ヘッドの位置決め制
御用ＩＣのブロック図である。これは、位置信号生成回
路から作られる位置信号を取り込むＡ／Ｄコンバータと
二重ロバスト制御を併合したポジキャスト制御の演算等
を行う演算処理装置１９と演算処理装置用の制御プログ
ラムやテーブル値を保存するＲＯＭ１７と演算処理装置
の作業領域等のＲＡＭ１ｇと演算処理装置の演算結果で
ある制御出力を出力するためのＤ／Ａコンバータを１パ
ッケージのＩＣにしたものである。本実施例によれば、
位置決め制御に向き、かつ、回路面積の縮小化がはかれ
るＩＣが実現できる。熱論、演算処理装置で位置信号生
成回路から作られる位置信号のトラックパルスを処理す
るのが大きな負担になる時、トラック番号生成回路も入
れて１パッケージのＩＣにする等、制御対象に応じて変
更するのはかまわない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、位置決め制御装置において、二重ロバ
ストモデル追従制御を併合したポジキャスト制御を適用
することは、制御対象の位置決めを高速化できる効果が
ある。特に、磁気ディスク装置の磁気ヘッドの位置決め
制御に前記制御を使用することで、従来の制御方式に比
べ２０％もの位置決め制御時間の短縮の効果がある。

また、前記二重ロバストモデル追従制御を併合したポジ
キャスト制御において、制御対象の規範モデルの挙動の
演算をサンプル周期ごとに行うことで、演算処理装置の
全体のプログラム容量を抑えることができる効果がある
。

また、前記二重ロバストモデル追従制御を併合したポジ
キャスト制御において、制御対象の規範モデルの挙動の
演算を移動距離に応じてサンプル周期ごとに前もって算
出してテーブルに持って置くことで、演算処理装置の位
置決め制御のための演算時間の短縮がはかれ、サンプル
周期の短縮化ができる効果がある。

また、前記二重ロバストモデル追従制御を併合したポジ
キャスト制御を実現するために、制御対象の位置を知る
ための位置信号生成回路を設け、前記位置信号生成回路
の出力が直接演算処理装置に取り込める場合、演算処理
装置で二重ロバスト制御を併合したポジキャスト制御の
演算を行い、演算結果をＤ／Ａコンバータに出力し、そ
して、前記出力値で位置決め制御機構を駒動して制御対
象の位置決めを行う。以上の回路構成により、二重ロバ
スト制御を併合したポジキャスト制御を位置決め制御装
置に適用できる効果がある。

また、前記回路構成において１位置信号生成回路から作
られる位置信号が演算処理装置の処理で大きな負担にな
る場合、演算処理装置と位置信号生成回路の間に位置番
号生成回路を設ける。以上の回路により演算処理装置の
処理負担を低減する効果がある。

また、前記回路構成において、位置信号生成回路の出力
が直接演算処理装置で取り込めない時、演算処理装置と
位置信号生成回路の間にＡ／Ｄコンバータを設ける。以
上により、位置信号生成回路の出力が演算処理装置に取
り込める効果がある。

また、前記回路構成において、サンプル周期一定化回路
を設けることで、正確なサンプル周期ごとに制御対象の
位置を知ることができる効果がある。

また、前記回路構成において、位置信号生成回路から作
られる位置信号を取り込むＡ／Ｄコンバータと二重ロバ
スト制御を併合したポジキャスト制御の演算を行う演算
処理装置と演算処理装置用の制御プログラムやテーブル
値を保存するＲＯＭと演算処理装置の作業領域等のＲＡ
Ｍと演算処理装置の演算結果である制御出力を出力する
ためのＤ／Ａコンバータを１パッケージのＩＣにする。

以上より、回路面積の縮小化の効果がある。

さらに、前記ＩＣにおいて、演算処理装置で位置信号生
成回路から作られる位置信号を処理するのが大きな負担
になる時、位置番号生成回路も入れて１パッケージのＩ
Ｃにする。以上により算処理装置の処理負担の低減と回
路面積の縮小化の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の磁気ヘッドの連続系の位置
決め制御系のブロック線図、第２図は本発明の一実施例
の磁気ヘッドの離散系の位置決め制御系のブロック線図
、第３図は一般的な磁気ディスク装置の二相サーボの磁
気ヘッドの位置信号とその位置信号から作られるトラッ
クパルス信号の関係図、第４図、第５図は磁気ディスク
装置の位置決め制御系の回路構成図、第６図はサンプル
周期一定回路図、第７図はトラック番号生成回路図、第
８図は従来の磁気ヘッドの位置決め制御と二重ロバスト
モデル追従制御を併合したポジキャスト制御の実験結果
の図、第９図は磁気ディスクの装置の磁気ヘッドの位置
決め制御用ＩＣのブロック図である。 １・・・制御対象。 ２・・・補償器。 ３・・・制御対象の数値モデル。 １０・・・トラック番号生成回路。 １１・・・サンプル周期一定化回路。 稟 ノ 図 桐柳対釈 肩゛慣券 弛］御対象のオ０直モチ゛ル 稟 図 車 図 （の）征来り制御力戊

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、位置決め制御方式において、二重ロバストモデル追
   従制御を併合したポジキャスト制御を適用したことを特
   徴とする位置決め制御方式。 ２、ポジキャスト制御を適用した制御対象の規範モデル
   の挙動の演算をサンプル周期ごとに行うことを特徴とす
   る請求項１記載の位置決め制御方式。 ３、ポジキャスト制御を適用した制御対象の規範モデル
   の挙動の演算をサンプル周期ごとに前もって算出してテ
   ーブルに保存しておき、制御時に前記テーブルの値を使
   用することを特徴とする請求項１記載の位置決め制御方
   式。 ４、位置信号生成回路と演算処理装置とＤ／Ａコンバー
   タと位置決め制御機構から成ることを特徴とする請求項
   １記載の位置決め制御方式。 ５、位置番号生成回路を設けたことを特徴とする請求項
   ４記載の位置決め制御方式。 ６、Ａ／Ｄコンバータを設けたことを特徴とする請求項
   ４記載の位置決め制御方式。 ７、サンプル周期一定化回路を設けたことを特徴とする
   請求項４記載の位置決め制御方式。 ８、Ａ／ＤコンバータとＤ／Ａコンバータと演算処理装
   置とＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）
   とＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）が１パッケ
   ージのＩＣでできていることを特徴とする請求項１記載
   の位置決め制御方式。 ９、位置番号生成回路を含めて１パッケージにしたＩＣ
   でできていることを特徴とする請求項８記載の位置決め
   制御方式。