JPH0470830B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電話交換機等の加入者回路に関す
る。

一般に時分割電話交換機の加入者回路には、通
話電流の供給、外来サージに対する保護、電鈴信
号の送出、加入者の監視、２線４線変換、加入者
試験、平衡不平衡変換等の各種の機能が要求され
る。

この発明はこのうち特に通話電流の供給、外来
サージに対する保護、２線４線変換および平衡不
平衡変換の機能に関する。

従来２線４線変換および平衡不平衡変換には、
電話回線に接続された第１の巻線と、一端が交換
回路入力に接続された第２の巻線と、一端が交換
回路出力に接続された第３の巻線とからなる三巻
線変成器と、前記第２の巻線の他端および前記第
３の巻線の他端に一端が、地気に他端がそれぞれ
接続された平衡回路網とによつて構成される回路
が知られている。

この三巻線変成器を用いた加入者回路において
は、各電話機への給電は前記第１の巻線を通して
行なわれることが多く、この場合この直流電流に
よる磁心の飽和を防ぐ目的から前記三巻線変成器
には形状の大きな磁心を用いなければならなかつ
た。

さらにまた従来の加入者回路は、通話電流の供
給を行なうなめの蓄電池と電話機との間に直列に
抵抗器を挿入することによつて通話電流の制限を
行なつており、このため電話回線の距離が短かい
場合には、蓄電池から供給される電力の大半は抵
抗器の熱エネルギーとして消費され、電力の利用
効率が著しく劣化するとともに加入者回路の集積
化を阻む一因となつていた。

この発明の目的は、小型、軽量で大きな電力を
消費することがなく集積化の容易な加入者回路を
提供することにある。

この発明によれば、一方の出力が電話回線に接
続された２出力DC−DCコンバータと、その２出
力DC−DCコンバータの一方の出力を流れる電流
を検出する電流検出回路の、前記２出力DC−DC
コンバータの他方の出力に入力が接続され、音声
信号を除去する低域波器と、交換回路出力に第
１の入力が、前記電流検出回路の出力に第２の入
力が、前記低域波器の出力に第３の入力がそれ
ぞれ接続された加算回路と、前記加算回路の出力
を基準電圧と比較する比較回路と、前記比較回路
の出力に応じて２出力DC−DCコンバータの出力
を制御する制御回路と、前記２出力DC−DCコン
バータの他方の出力に一方の入力が、交換回路出
力に他方の入力が、交換回路入力に出力がそれぞ
れ接続された減算回路とを備えたことを特徴とす
る加入者回路が得られる。

次にこの発明について図面を参照して説明す
る。

第１図は従来の加入者回路の一例を示す図で、
第１の端子１００に一端が、第２の端子１０１に
他端がそれぞれ接続され、巻線の途中に直流阻止
コンデンサ１０２が挿入された第１の巻線１０３
と、第３の端子１０４に一端が接続された第２の
巻線１０５と、この第２の巻線の１０５の他端に
一端が、第４の端子１０６に他端がそれぞれ接続
された第３の巻線１０７とによつて構成される変
成器１０８と、直流阻止コンデンサ１０２の一端
に一端が接続された第１の抵抗器１０９と、直流
阻止コンデンサ１０２の他端に一端が、地気に他
端がそれぞれ接続された第２の抵抗器１１０と、
第１の抵抗器１０９の他端にマイナスの端子が、
地気にプラスの端子がそれぞれ接続された蓄電池
１１１と、第２の巻線１０５の他端に一端が、地
気に他端がそれぞれ接続された平衡回路網１１２
とから構成される。

第１図において、電話機により第１の端子１０
０と第２の端子１０１との間に対地平衡の形で加
えられた音声信号は、変成器１０８によつて対地
不平衡の形に変換された後、第３の端子１０４を
経て図示していない交換回路入力に伝達される。

一方、交換回路によつて第４の端子１０６に対
地不平衡の形で加えられた音声信号は、変成器１
０８によつて対地平衡の形に変換された後、第１
の端子１００と第２の端子１０１との間に接続さ
れた電話機に送出される。

この時、第１の端子１００と第２の端子１０１
との間に接続される線路および電話機のインピー
ダンスと平衡回路網１１２のインピーダンスとが
充分平衡していれば、第１の巻線１０３による磁
界と第３の巻線１０７による磁界とが打ち消し合
つて第３の端子１０４には第４の端子１０６に加
えられる音声信号による誘起電圧は現われない。

また第１図において電話機への給電は、蓄電池
１１１により、地気−第２の抵抗器１１０−第１
の巻線１０３−第２の端子１０１−線路および電
話機−第１の端子１００−第１の巻線１０３−第
１の抵抗器１０９−蓄電池１１１の経路で行なわ
れる。

このような従来の加入者回路では、直流重畳に
よる音声信号の劣化を防ぐため変成器１０８の磁
心に形状の大きなものが用いられ、さらに通話電
流を制限するための第１および第２の抵抗器１０
９および１１０において多くの電力を消費してい
た。

第２図はこの発明の第１の実施例を示す図であ
り、DC−DCコンバータとして特にフライバツク
コンバータを用いた例を示す。

第２図によれば、この発明の第１の実施例は、
プラスの端子が地気に接続された蓄電池２００
と、この蓄電池２００のマイナスの端子に一端が
接続された第１の巻線２０１と、この第１の巻線
２０１と同一の磁心に巻かれた第２の巻線２０２
と、一端が地気に接続された第３の巻線２０３と
からなる変成器２０４と、前記第１の巻線の他端
にコレクタが、地気にエミツタがそれぞれ接続さ
れたトランジスタ２０５と、前記第２の巻線２０
２の一端にカソードが、第１の端子２０６にアノ
ードがそれぞれ接続された第１のダイオード２０
７と、この第１のダイオード２０７のアノードに
一端が、前記第２の巻線２０２の他端に他端がそ
れぞれ接続された第１の平滑コンデンサ２０８
と、この第１の平滑コンデンサ２０８の一端に入
力の一方が、第１の端子２０６に入力の他方が、
第５の端子２１０に出力がそれぞれ接続され利得
Ｋを有する電流検出回路２１１と、この電流検出
回路２１１の出力に一端が、地気に他端がそれぞ
れ接続され抵抗値Ｒを有する第１の抵抗器２１２
と、第１の端子２０６に一端が接続された第１の
直流阻止コンデンサ２１３と、この第１の直流阻
止コンデンサ２１３の他端に一端が、第２の端子
２０９に他端がそれぞれ接続され、抵抗値R_Oを
有する第２の抵抗器２１４と、第３の巻線２０３
の他端にカソードが接続された第２のダイオード
２１５と、この第２のダイオード２１５のアノー
ドに一端が、地気に他端がそれぞれ接続された第
２の平滑コンデンサ２１６と、第２のダイオード
２１５のアノードに一端が、地気に他端がそれぞ
れ接続された第３の抵抗器２１７と、第２のダイ
オード２１５のアノードに入力が接続され300Hz
以下の遮断周波数を有する低域波器２１８と、
第３の端子２１９に第１の入力が第５の端子２１
０に第２の入力が、低域波器２１８の出力に第
３の入力がそれぞれ接続された加算回路２２０
と、プラスの端子が地気に接続され、起電力E_sを
有する基準電圧源２２１と、この基準電圧源２２
１のマイナスの端子に一方の入力が、加算回路２
２０の出力に他方の入力がそれぞれ接続された比
較回路２２２と、この比較回路２２２の出力に入
力が、トランジスタ２０５のベースに出力がそれ
ぞれ接続され比較回路２２２の出力に応じてトラ
ンジスタ２０５の断続を制御する制御回路（たと
えば、昭和55年５月20日オーム社発行の電子通信
ハンドブツク第727頁図３３ａのデユーテイ可変
発振器）２２３と、第２のダイオード２１５のア
ノードに一端が接続された第２の直流阻止コンデ
ンサ２２４と、この第２の直流阻止コンデンサ２
２４の他端に非反転入力が、第３の端子２１９に
反転入力が、第４の端子２２５に出力がそれぞれ
接続された差動増幅器２２６とから構成される。

第２図において、第１および第２の端子２０６
および２０９には線路および電話機が、第３の端
子２１９には交換回路出力が、第４の端子２２５
には交換回路入力がそれぞれ接続される。

さらに第２図において、トランジスタ２０５と
第１および第２のダイオード２０７および２１５
とは相補のスイツチを構成しており、トランジス
タ２０５がオンの時に蓄電池２００からの電流に
よつて変成器２０４の励磁エンダクタンスにエネ
ルギーを蓄え、オフの時にはこのエネルギーを第
１のおよび第２のダイオード２０７および２１５
を通してそれぞれ第１の端子２０６および第２の
端子２０９に接続された線路および電話機と、第
３の抵抗器２１７に供給する。

この時、第１および第２の平滑コンデンサ２０
８および２１６はそれぞれ線路および電話機の直
流抵抗ならびに第３の抵抗器２１７とともに出力
電圧を平滑化する働きをする。

第２図において、第２の巻線２０２と第３の巻
線２０３の巻線数が等しく比較回路２２２の入力
から第１のおよび第２の平滑コンデンサ２０８お
よび２１６に至る伝達関数をＡ、第１および第２
の平滑コンデンサ２０８および２１６の両端の直
流電圧をV_O、電流検出回路２１１の入力抵抗を
r_f、第１の端子および第２の端子２０６および２
０９に接続される線路および電話機の直流抵抗を
R_L、第１の端子２０６と第２の端子２０９との
間の直流電圧をE_O、電話機に供給される直流電
流をI_Lとすると、低域波器２１８の低域遮断周
波数以下の周波数に対して次式が成立する。

I_L＝V_O／r_f＋R_L ……(1) E_O＝I_LR_L ……(2) V_O＝Ａ｛E_s−（V_O＋KRI_L）｝ ……(3) ここでＡ≫１、R_L≫r_fであれば次式が得られ
る。

E_O＝E_s−KRI_L ……(4) すなわち第２図に示した第１の実施例は、第１
の端子２０６および第２の端子２０９に接続され
た線路および電話機に対して抵抗値KRの電流制
限抵抗を有する起電力E_sの定電圧源として給電を
行なう。

また図示していない交換回路によつて第３の端
子２１９に加えられる音声信号の電圧をe_io、第
１および第２の平滑コンデンサ２０８および２１
６の両端の交流電圧をv_O、第１の端子２０６およ
び第２の端子２０９に接続される線路および電話
機のインピーダンスをZ_L、第１の端子２０６と第
２の端子２０９との間の交流電圧をe_O、電流検出
回路２１１を流れる交流電流をi_Lとし音声帯域に
おける第１の直流阻止コンデンサ２１３のインピ
ーダンスが抵抗値R_Oに比し十分小さなものであ
るとすると低域波器２１８の遮断周波数以上の
周波数に対して次式が成立する。

ν_O＝r_fi_L＋e_O ……(5) e_O＝i_L（R_OZ_L） ……(6) ν_O＝Ａ（−KRi_L＋e_io） ……(7) ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

e_O＝R_OZ_L／KRe_io ……(8) すなわち、交換回路によつて第３の端子２１９
に対地不平衡の形で加えられた音声信号は、（R_O
Z_L）／KRの利得をもつて第１および第２の端
子２０６および２０９に接続された線路および電
話機に対し対地平衡の形で送出される。

さらにまた電話機によつて第１の端子２０６と
第２の端子２０９との間に加えられる音声信号の
電圧をe_s、これによつて電話機を流れる電流をi_s
とすると、低域波器２１８の遮断周波数以上の
周波数に対して次式が成立する。

ν_O＝r_fi_L＋e_S ……(9) e_S＝R_O（i_L＋i_S） ……(10) ν_O＝−AKRi_L ……(11) ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

ν_O＝e_S ……(12) e_S／i_S＝R_O ……(13) すなわち図示していない電話機によつて第１の
端子２０６と第２の端子２０９との間に対地平衡
の形で加えられた音声信号は、第２のダイオード
２１５のアノードに対地不平衡の形で得られ、こ
の音声信号はさらに第２の直流阻止コンデンサ２
２４および差動増幅器２２６を経て第４の端子２
２５に接続された交換回路入力に伝えられる。

さらにまた第１の端子２０６と第２の端子２０
９との間から第１の実施例を見込んだインピーダ
ンスは第２の抵抗２１４の抵抗値R_Oで定まり、
この値は通常600Ωあるいは900Ωに選ばれる。

第２図において、交換回路によつて第３の端子
２１９に加えられた音声信号の一部は、加算回路
２２０−比較回路２２２−制御回路２２３−トラ
ンジスタ２０５−変成器２０４−第２のダイオー
ド２１５−第２の直流阻止コンデンサ２２４の経
路で差動増幅器２２６の非反転入力に加えられ
る。

一方、交換回路によつて第３の端子２１９に加
えられた音声信号は差動増幅器２２６の反転入力
にも直接加えられており変成器２０４を経て非反
転入力に加えられる音声信号成分の減算を行なつ
ている。

このようにして第２図に示した第１の実施例
は、通話電流の供給、２線４線変換および平衡不
平衡変換の機能を果たす。

さらに第１および第２の端子２０６および２０
９に接続された線路および電話機と第３および第
４の端子２１９および２２５に接続される交換回
路との間は変成器２０４によつて絶縁されている
ため、外来サージに対しても大きな絶縁耐力を有
する。

第２図に示した変成器２０４はトランジスタ２
０５のスイツチング周波数を高くすることによつ
て第１図に示した変成器１０８に比し十分小さく
することが可能である。

また電流検出回路２１１の利得Ｋを１に比し十
分小さく選べば、第１の抵抗器２１２における消
費電力を低減することができる。

第３図はこの発明の第２の実施例を示す図であ
り、第２図に示した電流検出回路２１１に１つの
発光ダイオード３００と２つの受光ダイオード３
０１および３０２を有する光結合素子を用いたも
ので、第２図における変成器２０４の第２の巻線
２０２側のみを示した図である。

なお、第３図の回路３０１〜３０９は第２の電
流検出回路２１１に対応する。図中第２図と同一
番号を付したものは第２図と同一の構成要素を示
す。

第３図における定電流回路３０３および第１、
第２のFET３０４，３０５は差動増幅器を構成
しており、抵抗値r_fを有する抵抗器３０６を流れ
る電流i_Lによつて生じる電圧ν_ioを検出する。

抵抗器３０６の一端と第２のFET３０５のゲ
ートに接続された抵抗器３０７の抵抗値をR_gと
すると受光ダイオード３０１を流れる電流i₁は次
式で与えられる。

i₁＝ν_io／R_g＝r_f／R_gi_L ……(14) 一方受光ダイオード３０２、演算増幅器３０８
および抵抗値R_Kを有する抵抗器３０９は負帰還
増幅器を構成しており、発光ダイオード３００の
発光によつて受光ダイオード３０２を流れる電流
をi₂、出力端子２１０の電圧をv_putとすると次式
を得ることができる。

i₂＝ν_put／R_K ……(15) ここで２つの受光ダイオード３０１および３０
２の特性が十分マツチングしていればi₁＝i₂が成
り立ちこれより次式が得られる。

νout＝R_K／R_gr_fi_L ……(16) このように第３図に示した出力端子２１０には
抵抗器３０６を流れる電流i_Lに比例した出力電圧
を得ることができる。

第４図はこの発明の第３の実施例を示す図であ
り、第２図の電流検出回路２１１としてインダク
タンス素子４００および磁電変換素子４０１を用
いたもので、第２図における変成器２０４の第２
の巻線２０２側のみを示した図である。

第４図において第２図と同一番号を付したもの
は第２図と同一の構成要素を示す。

第４図におけるインダクタンス素子４００は、
素子内を流れる電流に比例した磁界４０２を発生
する。

このようにして得られた磁界４０２はホール素
子等の磁電変換素子４０１によつて電圧に変換さ
れ、さらに差動増幅器４０３によつて増幅された
後に端子２１０に出力される。

以上説明したように、この発明によれば小型、
軽量集積化が容易な上、大きな電力を消費するこ
とのない加入者回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の加入者回路の一例を示す図、第
２図はこの発明の第１の実施例を示す図、第３図
はこの発明の第２の実施例を示す図、第４図はこ
の発明の第３の実施例を示す図である。 図において、１１２は平衡回路網、２１１は電
流検出回路、２１８は低域波器、２２０は加算
回路、２２２は比較回路、２２３は制御回路、２
２６は差動増幅器、３００は発光ダイオード、３
０１および３０２は受光ダイオード、３０３は定
電流源、３０８および４０３は差動増幅器４０１
は磁電変換素子をそれぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一方の出力が電話回線に接続された２出力
   DC−DCコンバータと、そのDC−DCコンバータ
   の一方の出力を流れる電流を検出する電流検出回
   路と、前記２出力DC−DCコンバータの他方の出
   力に入力が接続され、音声信号を除去する低域
   波器と、交換回路出力に第１の入力が、前記電流
   検出回路の出力に第２の入力が、前記低域波器
   の出力に第３の入力がそれぞれ接続された加算回
   路と、前記加算回路の出力を基準電圧と比較する
   比較回路と、前記比較回路の出力に応じて２出力
   DC−DCコンバータの出力を制御する制御回路
   と、前記２出力DC−DCコンバータの他方の出力
   に一方の入力が、交換回路出力に他方の入力が、
   交換回路入力に出力がそれぞれ接続された減算回
   路とを備えたことを特徴とする加入者回路。 ２ 前記電流検出回路として、光結合素子を用い
   た特許請求の範囲第１項記載の加入者回路。 ３ 前記電流検出回路として、前記２出力DC−
   DCコンバータの一方の出力と電話回線との間に
   直列に挿入されたインダクタンス素子と、前記イ
   ンダクタンス素子を流れる電流によつて生ずる磁
   界を検出する磁電変換素子とを用いた特許請求の
   範囲第１項記載の加入者回路。