JPH0470832B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電話交換機等の加入者回路に関す
る。

一般に時分割電話交換機の加入者回路には、通
話電流の供給、外来サージに対する保護、電鈴信
号の送出、加入者の監視、２線４線変換、加入者
試験、平衡不平衡変換等の各種の機能が要求され
る。

この発明はこの内特に通話電流の供給、外来サ
ージに対する保護、加入者の監視、２線４線変換
および平衡不平衡変換の機能に関する。

従来２線４線変換および平衡不平衡変換には、
電話回線に接続された第１の巻線と、一端が交換
回路入力に接続された第２の巻線と、一端が交換
回路出力に接続された第３の巻線とからなる三巻
線変成器と、前記第２の巻線の他端および前記第
３の巻線の他端に一端が、地気に他端がそれぞれ
接続された平衡回路網とによつて構成される回路
が知られていた。

この三巻線変成器を用いた加入者回路において
は各電話器への給電は前記第１の巻線を通して行
なわれることが多く、この場合この給電々流によ
る磁心の飽和を防ぐ目的から、前記三巻線変成器
には形状の大きな磁心を用いなければならなかつ
た。

さらにまた従来の加入者回路は通話電流の供給
を行なう為の蓄電池と電話機との間に直列にリレ
ー巻線を挿入することによつて加入者の監視を行
なうとともにこのリレー巻線の直流抵抗によつて
通話電流の制限を行なつていた。

この為電話回線の距離が短かい場合には蓄電池
から供給される電力の大半はリレー巻線で熱エネ
ルギーとして消費され電力の利用効率が著しく劣
化するとともに加入者回路の集積化を阻む一因と
なつていた。

この発明の目的は小型、軽量で大きな電力を消
費することなく集積化の容易な加入者回路を提供
することにある。

この発明によれば、一方の出力が電話回線に接
続された２出力DC−DCコンバータと、電話回線
のＡ線、Ｂ線間に挿入されたインピーダンス素子
と、前記２出力DC−DCコンバータの一方の出力
を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記２
出力DC−DCコンバータの他方の出力に入力が接
続され、音声信号を除去する低域波器と、交換
回路出力に第１の入力が、前記電流検出回路の出
力に第２の入力が、前記低域波器の出力に第３
の入力がそれぞれ接続された加算回路と、前記加
算回路の出力を基準電圧と比較する第１の比較回
路と、前記第１の比較回路の出力に応じて２出力
DC−DCコンバータの出力を制御する制御回路
と、前記２出力DC−DCコンバータの他方の出力
に一方の入力が、交換回路出力に他方の入力が、
交換回路入力に出力がそれぞれ接続された減算回
路と、前記電流検出回路の出力に入力が、中央制
御装置に出力がそれぞれ接続され前記電流検出回
路の出力があらかじめ定められた値と比較する第
２の比較回路と、前記２出力DC−DCコンバータ
の他方を出力に一端が、前記加算回路の第３の入
力に他端がそれぞれ接続され、前記第２の比較回
路の出力によつて開閉制御の行われるスイツチ素
子とを少なくとも有することを特徴とする加入者
回路が得られる。

次にこの発明について図面を参照して説明す
る。

第１図は従来の加入者回路の一例を示す回路図
である。

第１図によれば従来の加入者回路は、第１の端
子１００に一端が、第２の端子１０１に他端がそ
れぞれ接続された巻線の途中に直流阻止コンデン
サ１０２が挿入された第１の巻線１０３と、第３
の端子１０４に一端が接続された第２の巻線１０
５と、この第２巻線の１０５の他端に一端が、第
４の端子１０６に他端がそれぞれ接続された第３
の巻線１０７とによつて構成される変成器１０８
と、前記直流阻止コンデンサ１０２の一端に一端
が接続された第１のリレー巻線１０９と、前記直
流阻止コンデンサ１０２の他端に一端が、地気に
他端がそれぞれ接続され前記第１のリレー巻線１
０９と同一の磁心に巻かれた第２のリレー巻線１
１０と、前記第１のリレー巻線１０９の他端にマ
イナスの端子が、地気にプラスの端子がそれぞれ
接続された蓄電池１１１と、前記第２の巻線１０
５の他端に一端が、地気に他端がそれぞれ接続さ
れた平衡回路網１１２と、第５の端子１１３に一
端が、第６の端子と１１４に他端がそれぞれ接続
され前記第１および第２のリレー巻線１０９，１
１０によつて開閉制御の行なわれるリレー接点１
１５とを含む。

第１図において電話機により第１の端子１００
と第２の端子１０１との間に対地平衡の形で加え
られた音声信号は変成器１０８によつて対地不平
衡の形に変換された後、第３の端子１０４を経て
図示していない交換回路入力に伝達される。

一方、交換回路によつて第４の端子１０６に対
地不平衡の形で加えられた音声信号は変成器１０
８によつて対地平衡の形に変換された後、第１の
端子１００と第２の端子１０１との間に接続され
た電話機に送出される。

この時、第１の端子１００と第２の端子１０１
との間に接続される線路および電話機のインピー
ダンスと平衡回路網１１２のインピーダンスとが
充分平衡していなければ、第１の巻線１０３によ
る磁界と第３の巻線１０７による磁界とが打ち消
して合つて第３の端子１０４には第４の端子１０
６に加えられる音声信号による誘起電圧は現われ
ない。

また第１図において電話機への給電は、蓄電池
１１１により地気−第２のリレー巻線１１０―第
１の巻線１０３−第２の端子１０１−線路および
電話機−第１の端子１００−第１の巻線１０３−
第１のリレー巻線１０９−蓄電池１１１の経路で
行なわれ給電電流は第１および第２のリレー巻線
１０９，１１０および変成器１０８の第１の巻線
１０３の直流抵抗によつて制限を受ける。

ここで第５の端子１１３および第６の端子１１
４には図示していない中央制御装置が接続され、
前記第１および第２のリレー巻線１０９，１１０
を流れる通話電流によつて開閉制御の行なわれる
リレー接点１１５を監視することにより電話機の
オンフツク、オフフツク検出が行なわれる。

このような従来の加入者回路では直流重畳によ
る音声信号の劣化を防ぐため変成器１０８の磁心
に形状の大きなものが用いられ、更に第１、第２
のリレー巻線１０９，１１０および変成器１０８
の第１の巻線１０３の直流抵抗によつて多くの電
力を消費していた。

第２は本発明の第１の実施例を示すブロツク図
でありDC−DCコンバータとして特にフライバツ
クコンバータを用いた例を示す。

第２図によれば、この発明の第１の実施例はプ
ラスの端子が地気に接続された蓄電池２００と、
この蓄電池２００のマイナスの端子に一端が接続
された第１の巻線２０１と、この第１の巻線２０
１と同一の磁心に巻かれた第２の巻線２０２と、
一端が地気に接続された第３の巻線２０３とから
なる変成器２０４と、前記第１の巻線２０１の他
端にコレクタが、地気にエミツタがそれぞれ接続
されたトランジスタ２０５と、前記第２の巻線２
０２の一端にカソードが、第１の端子２０６にア
ノードがそれぞれ接続された第１のダイオード２
０７と、この第１のダイオード２０７のアノード
に一端が、前記第２の巻線２０２の他端に他端が
それぞれ接続された第１の平滑コンデンサ２０８
と、この第１の平滑コンデンサ２０８の一端に入
力の一方が、第１の端子２０６に入力の他方が、
第３の端子２１０に出力がそれぞれ接続され利得
Ｋを有する電流検出回路２１１と、この電流検出
回路２１１の出力に一端が、地気に他端がそれぞ
れ接続され抵抗値Ｒを有する第１の抵抗器２１２
と、前記第１の端子２０６に一端が接続された第
１の直流阻止コンデンサ２１３と、この第１の直
流阻止コンデンサ２１３の他端に一端が、第２の
端子２０９に他端がそれぞれ接続される抵抗値
R_pを有する第２の抵抗器２１４と、前記第３の
巻線２０３の他端にカソードが接続された第２の
ダイオード２１５と、この第２のダイオード２１
５のアノードに一端が、地気に他端がそれぞれ接
続された第２の平滑コンデンサ２１６と、前記第
２のダイオード２１５のアノードに一端が、地気
に他端がそれぞれ接続された第３の抵抗器２１７
と、前記第２のダイオード２１５のアノードに入
力が接続され300Hz以下の遮断周波数を有する低
域波器２１８と、第４の端子２１９に第１の入
力が、前記第３の端子２１０に第２の入力が、前
記低域波器２１８の出力に第３の入力を、それ
ぞれ接続された加算回路２２０と、プラスの端子
が地気に接続され超電力E_Sを有する第１の基準電
圧源２２１と、この第１の基準電圧源２２１のマ
イナスの端子に一方の入力が、前記加算回路２２
０の出力に他方の入力がそれぞれ接続された第１
の比較回路２２２と、この第１の比較回路２２２
の出力に入力が、前記トランジスタ２０５のベー
スに出力がそれぞれ接続され、第１の比較回路２
２２の出力に応じてトランジスタ２０５のオン、
オフを制御する制御回路（たとえば、昭和55年５
月20日オーム社発行の電子通信ハンドブツク第
727頁図３３ａのデユーテイ可変発信器）２２３
と、前記第２のダイオード２１５のアノードに一
端が接続された第２の直流阻止コンデンサ２２４
と、この第２の直流阻止コンデンサ２２４の他端
に非反転入力が、前記第４の端子２１９に反転入
力が、第５の端子２２５に出力がそれぞれ接続さ
れた差動増幅器２２６と、地気にプラスの端子が
接続された第２の基準電圧源２２７と、この第２
の基準電圧原２２７マイナスの端子に一方の入力
が、第３の端子２１０に他方の入力が、第６の端
子２２８に出力がそれぞれ接続された第２の比較
回路２２９と、前記第２のダイオード２１５のア
ノードに一端が、前記加算回路２２０の第３の入
力に他端がそれぞれ接続され前記第２の比較回路
２２９の出力によつて開閉制御の行なわれるスイ
ツチ素子２３０とを含む。

第２図において、第１の端子２０６および第２
の端子２０９には線路および電話機が、第４の端
子２１９には交換回路出力が、第５の端子２２５
には交換回路入力がそれぞれ接続される。

またトランジスタ２０５と第１のダイオード２
０７および第２のダイオード２１５とは相補のス
イツチを構成しており、トランジスタ２０５がオ
ンの時に蓄電池２００からの電流によつて変成器
２０４の励磁インダクタンスにエネルギーを蓄
え、オフの時にこのエネルギーを第１のダイオー
ド２０７および第２のダイオード２１５を通して
第１の端子２０６および第２の端子２０９に接続
された線路および電話機と、第３の抵抗器２１７
に供給する。

この時、第１の平滑コンデンサ２０８および第
２の平滑コンデンサ２１６はそれぞれ線路および
電話機の直流抵抗ならびに第３の抵抗器２１７と
ともに出力電圧を平滑化する働きをする。

第２図において第２の巻線２０２と第３の巻線
２０３の巻線数が等しく第１の比較回路２２２の
入力から第１の平滑コンデンサ２０８および第２
の平滑コンデンサ２１６に到る伝達関数をＡ、第
１の平滑コンデンサ２０８および第２の平滑コン
デンサ２１６の両端の直流電圧をV_p、電流検出
回路２１１の入力抵抗をr_f、第１の端子２０６お
よび第２の端子２０９に接続される線路および電
話機の直流抵抗をR_L、第１の端子２０６と第２
の端子２０９との間の直流電圧をE_p、電話器に供
給される直流電流をI_Lとする次式が成立する。

I_L＝V_p／r_f＋R_L ……(1) E_p＝I_LR_L ……(2) V_p＝Ａ｛E_s−（V_p＋KRI_L）｝ ……(3) ここでＡ≫１、R_L≫r_fであれば次式が得られ
る。

E_p＝E_S−KRI_L ……(4) すなわち第２図に示した第１の実施例は、第１
の端子２０６および第２の端子２０９に接続され
た線路および電話機に対して抵抗値KRの電流制
限抵抗を有する超電力E_Sの定電圧源として給電を
行なう。

また図示していない交換回路によつて第４の端
子２１９に加えられる音声信号の電圧をe_io、第
１の平滑コンデンサ２０８および平滑コンデンサ
２１６の両端の交流電圧をv_p、第１の端子２０６
および第２の端子２０９に接続される線路および
電話機のインピーダンスをZ_L、第１の端子２０６
と第２の端子２０９との間の交流電圧をe_p、電流
検出回路２１１を流れる交流電流をi_Lとし、音声
帯域における第２の直流阻止コンデンサ２１３の
インピーダンスが抵抗値R_pに比して十分小さく、
スイツチ素子２３０が開放状態にあるものとする
と、低域波器２１８の遮断周波数以上の周波数
に対して次式が成立する。

ν_p＝r_fi_L＋e_p ……(5) e_O＝i_L（R_pZ_L） ……(6) ν_p＝Ａ（−KRi_L−e_io） ……(7) ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

e_O＝R_OZ_L／KRe_io ……(8) すなわち、交換回路によつて第４の端子２１９
に対地不平衡の形で加えられた音声信号は（R_p
Z_L）／KRの利得をもつて第１の端子２０６お
よび第２の端子２０９に接続された線路および電
話機に対し対地平衡の形で送出される。

一方電話機によつて第１の端子２０６と第２の
端子２０９との間に加えられる音声信号の電圧を
e_Sとし、これによつて電話機を流れる電流をi_Sと
し、スイツチ素子２３０が開放状態にあるものと
すると、低域波器２１８の遮断周波数以下の周
波数に対して次式が成立する。

ν_p＝r_fi_L＋e_S ……(9) e_S＝R_p（i_L＋i_S） ……(10) ν_p＝−AKRi_L ……(11) ここでＡ≫１であれば次式が得られる。

ν_O＝e_S ……(12) e_S／i_S＝R_p ……(13) このようにして、第１の平滑コンデンサ２０８
の両端には、電話機によつて第１の端子２０６と
第２の端子２０９との間に加えられる音声信号の
電圧e_Sに等しい交流電圧が出力される。一方、第
２の巻線２０２と第３の巻線２０３の巻線数が等
しければ、第１の平滑コンデンサ２０８の両端と
第２の平滑コンデンサ２１６の両端には、常に同
一の出力電圧が得られる。

すなわち図示していない電話機によつて第１の
端子２０６と第２の端子２０９との間に対地平衡
の形で加えられた音声信号は、第２のダイオード
２１５のアノードに対地不平衡の形で得られこの
音声信号はさらに第２の直流阻止コンデンサ２２
４および差動増幅器２２６を経て第５の端子２２
５に接続された交換回路入力に伝えられる。

さらにまた第１の端子２０６と第２の端子２０
９との間から第１の実施例を見込んだ音声帯域に
おけるインピーダンスは第２の抵抗２１４の抵抗
値R〓で定まりこの値は通常600Ωあるいは900Ωに
選ばれる。

第２図において、交換回路によつて第３の端子
２１９に加えられた音声信号の一部は加算回路２
２０−第１の比較回路２２２−制御回路２２３−
トランジスタ２０５−変成器２０４−第２のダイ
オード２１５−第２の直流阻止コンデンサ２２４
の経路で差動増幅器２２６の非反転入力に加えら
れる。

一方、交換回路によつて第４の端子２１９に加
えられた音声信号は差動増幅器２２６の反転入力
にも直接加えられており、前記の変成器２０４を
経て非反転入力に加えられる音声信号の減算を行
なつている。

また第２の比較回路２２９は電流検出回路２１
１の出力電圧を第２の基準電圧源２２７の起電力
と比較することよつて加入者ループのメーク・ブ
レークの判定を行ないその結果を第６の端子２２
８を経て図示していない中央制御装置に受け渡
す。

ここで第２図に示した低域波器２１８には音
声帯域の下限300Hzにおいて十分な減衰を示し
10pps、20ppsのダイヤルパルスに対しては平坦
な通過域特性を有する高次のフイルターが要求さ
れる。

一方、スイツチング・レギユレータの閉ループ
に高次フイルターを挿入することは系の安定性に
悪影響を及ぼし発振等の現象を引き起こす。

スイツチ素子２３０は第２の比較回路２２９の
出力によつて加入者ループがブレーク状態にある
場合にはオン、加入者ループがメーク状態にある
場合にはオフとなるように制御されこれによつて
低域波器２１８に低次のフイルターを用いても
良好なダイヤルパルス受信特性が得られる且つま
た先に述べた発振等の現象を防いでいる。

このようにして第２図に示した第１の実施例は
通話電流の供給、加入者の監視、２線４線変換お
よび平衡不平衡変換等の機能を果たす。

さらに第１の端子２０６および第２の端子２０
９に接続された線路および電話機と第４の端子２
１９および第５の端子２２５に接続される交換回
路との間は変成器２０４によつて絶縁されている
為、外来サージに対して大きな絶縁耐力を有す
る。

第２図に示した変成器２０４はトランジスタ２
０５のスイチング周波数を高くすることによつて
第１図に示した変成器１０８に比し十分小さくす
ることが可能である。

また電流検出回路２１１の利得Ｋを小さく選べ
ば第１の抵抗器２１２における消費電力を低減す
ることができる。

さらにスイツチ素子２３０の働きにより負荷の
変動による過渡特性が改善され良好なダイヤル・
パルス受信特性を得ることができる。

第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図で
あり第２図に示した電流検出回路２１１に１つの
発行ダイオード３００と２つの発光ダイオード３
０１および３０２を有する光結合素子を用いたも
ので第２図における変成器２０４の第２の巻線２
０２側のみを示した図である。

第３図中第２図と同一番号を付したものは第２
図と同一の構成要素を示す。

第３図における定電流回路３０３および第１、
第２のFET３０４，３０５は差動増幅器を構成
しており抵抗値r_fを有する抵抗器３０６を流れる
電流i_Lによつて生じる電圧ν_ioを検出する。

抵抗器３０６の一端と第２のFET３０５のゲ
ートに接続された抵抗器３０７の抵抗値をR_gと
すると受光ダイオード３０１を流れる電流i₁は次
式で与えられる。

i₁＝ν_io／R_g＝r_f／R_gi_L ……(14) 一方受光ダイオード３０２、演算増幅器３０８
および抵抗値R_Kを有する抵抗器３０９は負帰還
増幅器を構成しており、発光ダイオード３００の
発光によつて受光ダイオード３０２を流れる電流
をi₂、出力端子２１０の電圧をν_putとすると次式
を得ることができる。

i₂＝ν_put／R_K ……(15) ここで２つの受光ダイオード３０１および３０
２の特性が十分マツチングしていればi₁＝i₂が成
り立ちこれより次式が得られる。

ν_put＝R_K／R_gr_fi_L ……(16) このように第３図に示した出力端子２１０には
抵抗器３０６を流れる電流i_Lに比例した出力電圧
を得ることができる。

第４図は本発明の第３の実施例を示す回路図で
あり、第２図の電流検出回路２１１としてインダ
クタンス素子４００および磁電変換素子４０１を
用いたもので第２図における変成器２０４の第２
の巻線２０２側のみを示した図である。

第４図において第２図と同一番号を付したもの
は第２図と同一の構成要素を示す。

第４図におけるインダクタンス素子４００は素
子内を流れる電流に比例した磁界４０２を発生す
る。

このようにして得られた磁界４０２はホール素
子等の磁電変換素子４０１によつて電圧に変換さ
れさらに差動増幅器４０３によつて増幅された後
に端子２１０に出力される。

以上述べたように本発明によれば小型、軽量、
集積化が容易で大きな電力を消費することがなく
ダイヤル・パレス受信特性の良好な加入者回路が
得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の加入者回路の一例を示す回路
図、第２図は本発明の第１の実施例を示すブロツ
ク図、第３図は本発明の第２の実施例を示す回路
図、第４図は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。 図において１０９および１１０はリレー巻線、
１１２は平衡回路網、１１５はリレー接点、２１
１は電流検出回路、２１８は低域波器、２２０
は加算回路、２２２および２２９は比較回路、２
２３は制御回路、２２６，３０８および４０３は
差動増幅器、２３０はスイツチ素子、３００は発
光ダイオード、３０１および３０２は受光ダイオ
ード、３０３は定電流源、４０１は磁電変換素子
をそれぞれ表わす。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一方の出力が電話回線に接続された２出力
   DC−DCコンバータと、電話回線のＡ線、Ｂ線間
   に挿入されたインピーダンス素子と、前記２出力
   DC−DCコンバータの一方の出力を流れる電流を
   検出する電流検出回路と、前記２出力DC−DCコ
   ンバータの他方の出力に入力が接続され、音声信
   号を除去する低域波器と、交換回路出力に第１
   の入力が、前記電流検出回路の出力に第２の入力
   が、前記低域波器の出力に第３の入力がそれぞ
   れ接続された加算回路と、前記加算回路の出力を
   基準電圧と比較する第１の比較回路と、前記第１
   の比較回路の出力に応じて２出力DC−DCコンバ
   ータの出力を制御する制御回路と、前記２出力
   DC−DCコンバータの他方の出力に一方の入力
   が、交換回路出力に他方の入力が、交換回路入力
   に出力がそれぞれ接続された減算回路と、前記電
   流検出回路の出力に入力が、中央制御装置に出力
   がそれぞれ接続され前記電流検出回路の出力をあ
   らかじめ定められた値と比較する第２の比較回路
   と、前記２出力DC−DCコンバータの他方の出力
   に一端が、前記加算回路の第３の入力に他端がそ
   れぞれ接続され、前記第２の比較回路の出力によ
   つて開閉制御の行われるスイツチ素子とを少なく
   とも有することを特徴とする加入者回路。 ２ 前記電流検出回路として、光結合素子を用い
   た特許請求の範囲第１項記載の加入者回路。 ３ 前記電流検出回路として、前記２出力DC−
   DCコンバータの一方の出力と電話回線との間に
   直引に挿入されたインダクタンス素子と、前記イ
   ンダクタンス素子を流れる電流によつて生ずる磁
   界を検出する磁電変換素子とを用いた特許請求の
   範囲第１項記載の加入者回路。