JPH0470197B2 - - Google Patents

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【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、状態調節器と、リレー特性ヒステ
リシス回路を有する変調器と、安定化に必要な力
又はモーメントを飛行物体に加えて継続的に動作
する駆動装置とをそれぞれ連続的に後続し、姿勢
測定信号で動作する観測体を装備し、前記飛行物
体は安定化させる飛行物体の軸に対して構造上弱
く減衰する曲げ又は捩じりあるいは曲げと捩じり
の振動を保有し、飛行物体の少なくとも一つの軸
に対して飛行機又は宇宙船のような弾性的な飛行
物体の姿勢を安定化させる装置に関する。

〔従来の技術〕

制御誤差が所定の許容値以上になつた場合、宇
宙飛行物体を姿勢安定化するため、ノズルを間欠
的に噴射させて目標姿勢からのずれを補正するこ
とは公知である（米国特許第3984071号公報参照） 地球巡回軌道を運行する宇宙飛行物体の場合、
目標姿勢からの偏差は赤外水平線センサ（IRS）、
無線周波数センサないしは太陽センサによつて少
なくとも測定される。特殊な場合、例えば科学衛
星又は地球探索衛星の様な場合では、ジヤイロ装
置と星センサも使用される。

大きな連続的制御偏差を対応する飛行物体の軸
の回りのモーメントにパルス状の対応信号に変換
するためには、通常所謂「類似レート周波数」
（Pseudo−Rate−Frequenz）変調器、ないしは
「パルス・幅・パルス周波数」（Puls−Weiten−
Puls−Freqenz）（PWPF）変調器が使用されて
いる。付属する制御回路網は、疑似レートの場
合、センサの雑音を抑制する遅延回路、又は
PWPF変調器の場合、濾波器を装備した比例・
微分回路（PD回路）によつて構成されている
（例えばJ.E.Vaeth：Compatiblity of Impulse
Modulation Techniques with Attitude Sensor
Noise and Spacecraft Maneuvering、IEEE
Transaction on Automatic Control、
Jan.1965、p.67参照）。

両方の制御回路の構成は、飛行物体、特に人工
衛星の安定化に良く適合している。この飛行物体
の構造では、曲げ振動及び捩じり振動のような、
とりわけ構造弾性の変形が殆ど許さない。

この様な飛行物体が空間的に益々延びる場合、
特定の軸方向に細長くなること及び軽量な構造様
式は、当然非常に弱い固有減衰を有する上記構造
振動を避けることができず、運動力学に対して特
に重要である。例えば、通信衛星の場合、機内装
置及び通信技術上の回路網の負荷に対する電気エ
ネルギは少なくとも互いに対向した展開可能な二
つの太陽発電体によつて発生させている。これ等
の太陽発電体は、通常１〜２ｍ幅であるが、展開
状態では５〜20数ｍの長さになり、厚さは数セン
チメータである。その様な構造の最低曲げ及び捩
じり固有モードの周波数は、0.1〜２Hzの程度に
位置する。つまり、一定の擾乱モーメントの状態
の場合上記変調器が動作する周波数範囲にある。
このことが構造振動を励起することになる。純粋
な剛体運動の周波数は一般に構造振動の周波数よ
り幾分低い範囲にある。

通常の構造様式の制御系では、調整精度、満足
のいく剛体力学及び同時に動作する構造振動によ
る部分的には矛盾する要求を満たすことは非常に
困難であり、それどころか、宇宙飛行物体の寸法
が大きくなると不可能である。調節可能な制御系
のパラメータは、必要性ないしは部品の物理特性
によつて最初から一部決まつているか、あるいは
その選択に強い制約がある。例えば、 最大外乱モーメントが与えられた場合、必要な
位置精度による調節器の増幅度。

弁の開閉を遅らすことあるいは燃料過程の物理
によつて最小ノズル間欠噴射パルス（推進力×ノ
ズル開口時間）の値。

信頼性の要請（故障、劣化）による（例えば、
７〜10年の）寿命にわたるノズル間欠噴射パルス
の最大数。

センサのＳ／Ｎ比による制御時定数（微分時
間、濾波時定数）の状況。

がその制約である。

主として剛体構造は、又は曲げ振動モードのみ
が支配的な宇宙飛行物体に対し上記の構造の制御
系の調節パラメータを選択する場合、有効な妥協
を見出すことは、従来より部分的に可能であつた
（例えば、AIAA paper No.76−266、“Attitude
Stability of Fiexible Spacecrafts which
usedual Time Constant Feedack Network
Pseudo−rate Control”6th Communications
Satellite Systems Conference、Montreal、
April5−８、1976参照）。従つて、上記のことは
重量が大きくなると以下の事項が不可能になる。
即ち、 精度に対する要求、及びそのため制御器の増幅
度を更に高める必要がある。

絶えず増大し、それに伴つて「弾力的な」構造
のため、飛行物体の軸あたり種々の固有周波数の
多数の曲げ振動モードを計算に入れて安定化する
必要がある。

の事項である。

姿勢と振動を一緒に安定化するため、必要な方
式の制御系は公知である（“Proceding of the
IFAC”August1975及び“Journal of Guidance
and Control”1979）。この制御系では、全体の
状態ベクトル、即ち弾性飛行物体の剛性体モデル
も、また弾性体モデルも観測体の一部で実現す
る。つまり、モデル及び観測体の一部も、考慮す
る付加的などの構造振動モードに対しても二次ま
で高める必要がある。構造弾性を観測体の一部の
モデルに取り入れることは、僅かな固有振動モー
ドしか考慮しない場合でも、電子制御に非常に多
くの経費がかかる。なかでも、実際の固有振動モ
ードについて正確に推定することは不可能であ
る。それ故、この公知の制御系はその実際的な利
用価値に制限がある。何故なら、観測体モデルに
含まれている固有振動モードから実際の固有振動
モードの僅かなずれが不安定、ないしは少なくと
も非線型振動、所謂限界サイクルに繋がるからで
ある。この限界サイクルは構造振動の固有振動数
の周期で駆動装置を制御することになり、高エネ
ルギ消費と飛行使命を危険にする構造負荷の原因
になる。

〔発明の課題〕

この発明の課題は、高い精度でも作製経費が少
なく、系の特有なパラメータ、特に弾性パラメー
タの変更に鈍感である点で優れていて、駆動エネ
ルギの消費が少なく、断続的に動作する駆動部を
使用する場合、弾性的な飛行物体の動的な問題が
生じる冒頭に述べた種類に属する弾性飛行物体の
安定化装置を提供することにある。

〔課題を解決する手段〕

上記の課題は、この発明により、状態調節器１
０１，２０１と、リレー特性ヒステリシス回路Ｎ
を有する変調器１０２，２０２と、安定化に必要
な力またはモーメントを飛行物体に加えて継続的
に動作する駆動装置とをそれぞれ連続的に後続
し、姿勢測定信号で動作する観測体１００，２０
０を装備し、前記飛行物体は安定化させる飛行物
体の軸に対して構造上弱く減衰する曲げや捩じり
振動を有し、飛行物体の少なくとも一つの軸に対
して飛行機または宇宙船のような弾性的な飛行物
体の姿勢を安定化させる装置の場合、高々第三次
のただ一個の観測体１００，２００を装備し、ヒ
ステリシス回路Ｎの入力端を状態制御器１０１，
２０１の出力端にのみ接続しているが、ヒステリ
シス回路Ｎの出力信号を外部還部を経由して観測
体１００，２００に帰還して、安定化すべき軸に
対して姿勢と振動を共に安定化させることによつ
て解決されている。

更に上記の課題は、この発明により、状態調節
器３０１と、リレー特性ヒステリシス回路Ｎを有
する変調器３０２と、安定化に必要な力またはモ
ーメントを飛行物体に加えて断続的に動作する駆
動装置とをそれぞれ連続的に後続し、姿勢測定信
号で動作する観測体３００を装備し、前記飛行物
体は安定化させる飛行物体の軸に対して構造上弱
く減衰する曲げや捩じり振動を有し、前記ヒステ
リシス回路Ｎを有する変調器３０２に変調器回路
網FN１、FN２を配設し、ヒステリシス回路Ｎ
の出力信号が内部帰還部を介して変調器３０２の
入力端に帰還する、飛行物体の少なくとも一個の
軸に対して飛行機または宇宙船のような弾性的な
飛行物体の姿勢を安定化させる装置の場合、高々
第三次のただ一つの観測体３００が装備してあ
り、状態調節器３０１の出力信号は低減濾波装置
を介してヒステリシス回路Ｎを有する変調器３０
２に入力信号として導入され、前記入力信号が外
部帰還部を介して観測体３００に帰還され、低域
濾波装置が少なくとも二個の一次低減濾波器また
は少なくとも一個の二次低域濾波器３０３で構成
され、前記濾波器の折曲点周波数を姿勢安定化の
固有振動と安定化すべき飛行物体の振動安定化の
固有振動との間にあるように選定して、安定化す
べき軸に対し姿勢と振動を共に安定化させること
によつて解決されている。

この発明による他の有利な構成は、特許請求の
範囲の従属請求項に記載されている。

〔発明の効果〕

この発明による装置は、一定の固有振動数で断
続的に動作する調節介入がある場合、制御区間の
共振特性に関する上記の問題が生じるところであ
れば、どこにでも導入できる点にある。上記のこ
とが当て嵌まるのは、例えば大気中で飛行操縦翼
を断続的に操作する細長い、つまり曲がり易いロ
ケツトや飛行物体の場合、あるいは移動車両、特
にその上段で弾性的な構造様式、ないしは弾性的
に変形可能な案内通路（レール）上を移動し、そ
の電流駆動回路が間欠動作する支持部材と案内部
材として単一磁石を弾性的に懸垂した磁気浮上案
内レール車両の場合である。

宇宙飛行物体及び衛星での反応ノズルの代わり
に、例えばフレームの段階的な移動を伴うカルダ
ン式に支承されている一重又は二重のはずみ車、
あるいは所謂“control mement gyros”等も使
用できる。

〔実施例〕

この発明を、以下に従来技術の構成（第１図か
ら第４ｂ図まで）から出発して、多数の実施例
（第５ａ図から第８図）に基づきより詳しく説明
する。

第１図には、地球１．２を巡回する巡回軌道上
の静止通信衛星１．１の典型的な幾何学配置が極
度に単純化して描いてある。この宇宙飛行物体
１．１は広い面積で曲げ弾性を有する太陽発電体
１．４と１．５を回転可能に支承し、地球１．２
に指向している一個ないしはそれ以上のアンテナ
１．８を載せた立方体状の中心本体１．３から構
成されている。前記アンテナの指向方向は、宇宙
飛行物体１．１の制御系の助けで所定の狭い限界
内に保持されている。この宇宙飛行物体には、座
標系ｘ（ロール軸）、ｙ（ピツチ軸）、ｚ（ヨーク軸）
が割り当ててあるので、制御系が理想的に機能し
ている場合、ロール軸が瞬間的な飛行方向に、ヨ
ー軸が地球の中心に、そしてピツチ軸が軌道面に
垂直な方向に向いている。これ等の軸の回りに回
転モーメントを発生させるため、及びロール軸と
ピツチ軸に沿つた力を発生させるために種々の面
に設置した反応ノズル１．７と１．８が使用され
る。これ等のノズルはこの図面にはただ模式的に
理解できる程度にて示してある。

宇宙飛行物体１．１が正常に運行している場
合、特に太陽圧、地磁気と相互作用しているこの
宇宙飛行物体１．１の残留磁気、及び地球１．２
の重力場の不均一によつて擾乱力及び擾乱モーメ
ントが発生する。これ等の擾乱は宇宙飛行物体
１．１を軌道上の目標位置から外し、軸の方向を
目標姿勢から外す。こうしたことは、制御系を介
入させて防止する必要がある。目標位置に再度戻
すことは、所謂軌道修正操作、即ちｘとｙ方向を
指向する反応ノズル１．７，１，８を操作して行
われる。これ等のノズルの推進力は宇宙飛行物体
の重心が理想位置からずれているため、同時に宇
宙飛行物体の軸回りに大きな擾乱モーメントをも
たらす。この擾乱モーメントは回転モーメントを
発生させる反応ノズル１．７，１．８から短かい
ノズル噴射パルスによつて防止される。このこと
は、構造振動を励起することになる。この場合、
パルス期間とパルスの繰返周期は発生した擾乱モ
ーメント、推進力レベル、レーバアームの値及び
使用するパルス変調器の設計パラメータに応じて
調整される。そして、一定のモーメント、所謂臨
界擾乱モーメントの場合、パルス繰返周期は弾性
的な構造振動の固有振動数又は副高調波に一致
し、特に抑制するのに困難な安定化の問題を誘起
することになる。

以下に説明する姿勢安定化装置は、先ず制御パ
スルを発生させる疑似レート変調器又はPWPF
変調器の使用を基礎とする従来の制御設計思想を
統一し、異なつた様式の変調方法による実施例と
の区別を行うことから始める。

第２ａ図には、典型的な疑似レート制御ループ
が示してあり、第２ｂ図には宇宙飛行物体を回転
軸の回りに制御する通常の構成方式のPWPF変
調器を装備した制御ループが示してある。飛行物
体の回転運動はここではφで表し、ロール、ピツ
チ又はヨー軸に対する駆動状態を表す。外部基準
（地球、太陽、星）又は内部基準（ジヤイロ）に
対する角度偏差は姿勢センサ２．１ａ，２．１ｂ
によつて検出される。これ等のセンサの測定信号
φ_gは調節器２．２ａ，２．２ｂに導入される。
この調節器は第２ａ図の場合増幅器V₁と時定数
T_Fの遅延回路とから構成され、第２ｂ図の場合、
増幅器V₂と微分係数T_V及び遅延時定数T_Fを有す
る微分回路とから構成されている。調節器２．２
ａ，２．２ｂによつて生じる制御信号η₁，η₂は、
疑似レート変調器Ｍ２ａ又はPWPF変調器Ｍ２
ｂの入力端に導入される。これ等の変調器は、連
続的な入力信号η₁，η₂からパルス状の出力信号
u₁，u₂を発生させる。前記変調器Ｍ２ａ，Ｍ２ｂ
には、それぞれ典型的なリレー特性を有するヒス
テリシス回路N₁，N₂と、内部帰還率r₁，r₂と、
増幅率K_M1，K_M2及び遅延時間T_M1，T_M2を有する
遅延回路で構成される変調回路FN₁，FN₂とがあ
る。前記遅延回路は、疑似レート変調器の場合、
帰還分枝内にあり、これに反してPWPFの場合、
変調器の進み分枝内にある。パスル状の変調器出
力信号u₁，u₂は反応ノズルの弁を操作、即ち開閉
する。このノズルの推進モーメントは乗物の動的
な運動に影響を与え、実測位置φ₁と目標位置φ_S
は外部擾乱モーメントT_Dと達成できる制御精度
が許す限り一致する。

第２ｃ図には、文献に今まで完全に独立して取
り扱つていた第２ａ図と第２ｂ図の両方の制御ル
ープをどの様に互いに移行させ得るかが示してあ
る。第２ｂ図のPWPF変調回路Ｍ２ｂの変調回
路FN₂を変調器入力端の加算個所を介して前に移
動させると、このことは簡単で許容される線型変
換に相当するが、ヒステリシス回路Ｎの入力端で
同じ信号状態を保証するため、変調回路FN₂が調
節器の後にも、また変調器の帰還分枝にも現れ
る。制御伝達関数部と変調回路を統合しV₂K_M2＝
V₁、T_V＝T_M2＝T_M1、K_M2＝K_M1及びT_F2＝T_F1に
選ぶと、微分回路の分子の項と変調回路の遅延回
路が簡約され、第２ａ図の疑似レート制御ループ
を正確に得る。

それ故、疑似レート変調器と調節器回路網であ
る雑音抑制用の簡単な遅延回路とを装備した制御
ループは、微分定数と変調時定数が同じ値（T_V
＝T_M2）の微分回路とPWPF変調器を有する制御
ループの特殊な場合である。

上記の考察から、同時に第２ｂ図の制御ループ
は第２ａ図の疑似レート制御ループよりも、調節
自由度が多くなる。つまり微分定数T_Vが余計に
ある。

それ故、この発明の実施例の以下の説明は、
個々の場合で特別な注意を付さない時でも、両方
のタイプの制御ループあるいは変調方法に対して
当てはまる。何故なら、上記の関係を知つている
なら、変調器PWPFを疑似レート制御ループに
変換すること、及びその逆を行う線型変換は専門
家にとつて周知のことで、なんら問題がないから
である。更に、どんな当業者にも知られているこ
とは、伝達関数部、加算個所、分岐点等のような
線型回路要素を、例えば第２ａ図と第２ｂ図のヒ
ステリシス回路Ｎのような非線型要素の向こうに
移した場合、制御回路の構造が等しくなく、その
理由が、この場合、信号に対する重合せの原理が
最早当てはまらなく、換言すれば簡単に見通しの
きく状況が生じないからであつた。しかし、この
発明の主要な構成要素はこのような処置に基礎を
置いている。

この発明に導く考えは、先ずそれ自体公知の所
謂観測体の原理から出発し、この原理の助けで制
御区間の電気モデルから制御の帰還信号を得るた
め、制御すべき系の状態量の推定値を発生させる
と、最も分かり易く説明できる。

観測体理論は1960／61年にカルマンとブツキー
（Kalman and Bucy）によつて提示されたもの
で、二つの公開文献、“Transactions of the
ASME：Journal of Basic Engeneering”
March1960、pp.35〜45；March1961、pp.95〜
108及びその後の仕事と種々の教科書に記載され
ている。この原理を剛体、即ち弾性的でない構造
の宇宙飛行物体の制御に応用することは、例えば
“Preprints of ８−th IFAC Symposium on
Automatic Control in Space、２−６、
July1979、Oxford、England、pp.147−157（S.J.
Dodds：An Adaptive High Precision、Gas
Jet Satellite Attitude Control System for
Microprocessor Implimentation）に見られる。
主慣性軸の回りにその軸から幾分ずれた状態にあ
る剛体衛星の回転運動を安定化させる制御系の構
造が第３図に示してあり、後で説明するこの発明
の実施例を明確にさせるため簡単に説明する。こ
の場合、上記のずれは反応ノズルの制御信号を発
生させる電算機プログラムを使用する代わりに、
通常のPWPF変調器を使用した時に生じる。

制御ループは（第３図で右から左に）制御区
間、駆動部、駆動部を制御するPWPF変調器、
調節器と観測体及び制御偏差を確認するための測
定回路から構成されている。剛体物体の回転運動
は連続接続された二つの積分器で構成される動的
なモデルによつて記述できる。これ等の積分器
は、第３図にラプラス演算子付きの伝達関数部
１／ｓによつて表してある。回転速度ω及び回転
角χの推定値ω^、χ^を形成する制御区間の対応す
る電気的なモデルは、観測体中に含まれている。
推定した角度χ^と測定した角度χ_sの間の差Σ₃は、
制御区間の観測体モデルを修正するために、つま
り制御すべき系に追従させるために利用される。
前記の推定値を修正するための割込係数部L₁，
L₂は、観測体理論の制御による公知の方法で、
実際の状態量と推定した状態量間の最小二乗偏差
とセンサ雑音をできる限り抑制することによつて
最適に選択される。観測体の区間モデルの入力端
には、前記の補正信号の外に、更に割込係数部
K_Tを介して反応ノズル用のパルス状電気制御信
号がPWPF変調器の出力端から導入される。こ
れ等の制御信号は制御区間の駆動信号を出来る限
り忠実に表し、観測体の信号ω^、χ^がどんな時で
も実際の状態量ω、χのように振舞う働きをす
る。

第３図の観測体は、実際の制御区間に比べて一
次ほど、つまり更に積分１／ｓほど拡張されてい
る。この積分は、外部から制御区間に作用する一
定と見做される未知の擾乱モーメントT_Dに対す
る予測値T^_Dを発生させるために使用される。拡
張した観測体中で得られる状態量ω、χの推定値
ω^、χ^、T^_Dと、制御すべき系に作用する擾乱T_Dと
は、増幅率係数部K_R、K_W、K_Zを有する調節器中
である駆動量ηに合成され、逆符号を付けて変調
器の入力端に導入される。この変調器は連続的な
入力信号ηからその符号に応じて、ノズルの弁を
開閉する正又は負の駆動パルスを発生させるこの
パルスの周期で反応ノズルが開閉し、対応する符
号のパルス状の駆動モーメントT_Cが発生する。
これ等のモーメントは飛行物体（制御区間）に角
加速度を与え、その姿勢を安定させる。

観測体と調節器で安定化させる制御技術上の処
置に関する第３図で行つた分割は、最近の制御理
論の原理に対応する。ここでは、観測体は推定値
φ^、χ^、T^_Dを、例えば速度ジヤイロの様な装置に
直接付加的な経費をかけるか、あるいは主にかけ
ないで測定できる量ωを発生させ、しかも調節器
は所謂状態調節器を表す。何故なら、観測体は制
御すべき系を特徴付ける状態量ω、χ、T_Dの線
型結合を形成するからである。しかし、両方の部
分は設定した制御課題を満たすため装置技術上作
製される必要があり、それ故に第２ａ図と第２ｂ
図の古典的な設計思想の調節回路網と比較すると
き、全体として考慮する必要がある。

既に上で説明したように、第２図と第３図の設
計思想は弾性的な飛行物体の姿勢安定化には不適
切である。これ等の物体は、その軽い重量を節約
した構造様式あるいは大きく空間的に伸びている
ため、減衰の遅い構造曲げ振動と捩じり振動を保
有する。何故なら、これ等の振動は、特に調整介
入がソフトにしかも連続的でなく、上の例のよう
にパルス状、即ち不連続的に行う場合、簡単に励
起されるからである。

剛体力学と構造弾性から生ずる運動の自由度に
対して弾性的な飛行物体の動的モデルが、第４ａ
図に示してある。剛体力学は第３図に示した制御
区間と同一である。剛体に作用するモーメント
は、結合係数b_Tを介して弾性的な構造振動モード
q_Tにも影響を与える。このモードは振動性の構造
部材の一般化した質量a_T．一般化した剛性e_t及び
構造固有減衰d_Tによつて表現され、剛体に再び帰
還される。モーメントを力に、また回転運動の量
を変位移動量に置き換えて考えると、同じモデル
構造は変位移動モードにも当てはまる。

第４ａ図には、簡単のため、ただ一つの固有振
動モードのみ示してあるが、実際には一般に互い
に異なつたパラメータと随伴共振振動を有する多
数の振動モードが同時に生じる。

他の例として、第４ｂ図には弾性的な太陽発電
体を装備した宇宙飛行物体のロール・ヨー運動の
動的モデルが示してある。ここでは、更に簡単化
のため、ただ一つの弾性モデルが示してある。こ
のモデルは、並列接続して考慮すべき多数の振動
モードに対して代表させてあるが、前記両方の軸
の動きによつて励起され、この運動にも帰還され
る。更に、この相互作用は宇宙飛行物体の太陽発
電体の回転角αに依存し、この宇宙飛行物体が地
球の回りを巡回する毎に周期的に変わる。何故な
ら、太陽発電体は常時太陽を指向している必要が
あり、従つて空間に固定しているが、アンテナは
何時も地球に向けててあり、宇宙飛行物体は各巡
回時に一回その垂直軸（ピツチ軸）の回りを回転
する必要があるからである。

これ等の状況は、第４図に示した正規の曲げ
（添字Ｂ）に対する振動モードの外に、同時に前
記曲げに対し空間的に垂直な方向で、この宇宙飛
行物体の所謂「面内」の多数の曲げ振動モードが
生じる。これ等のモードは、同じモデル構造の場
合、剛体運動に結合している時のみ異なり、当然
他の共振周波数を保有する。

第４ａ図と第４ｂ図に基づき説明した状況を、
弾性的な飛行物体の制御系を設計する場合、考慮
するため、今度は第３図の制御区間の簡単な剛体
モデルを、これに対応する第４ａ図の動的モデル
に置き換え、更に対応するモデルのパラメータ
a_i、b_i、c_i；e_iを有する他の固有振動モードq_i（ｉ
＝１、２、３…）で補うことを考える。

制御すべき系の他の様式の動的過程を計算する
ため、観測体理論は観測体の区間モデルもそれに
応じて拡張し、観測体が状態量に対し有用な推定
値を供給できるように、実際の状況に合わせる必
要があることを指示している。

それ故、適当に形成された通常の制御系を用い
て、剛体運動を制御し、構造振動を減衰させる課
題は原理的には解決できるが、調節器電子回路の
観測体部分のモデルを拡張する処置によつて非常
に大きな経費が必要となる。しかし、構造力学に
よる計算に基づき期待される弾性的な固有振動の
推定は、とりわけ不確実性がある。このことは、
それに基づく観測体の機能及び制御思想を実際上
打ち砕く。構造振動のモデルは、殆ど減衰しない
共振回路を表す。この回路は共振周波数で当然極
度に増幅率を増加させ、従つてこの振動を記載す
るパラメータの偏差に対して極端に敏感である。
上記構造振動の固有周波数とｄ＝0.005の減衰量
の推定に±20％の典型的な不確定性がある場合、
対応する観測体モデルとそれに含まれる制御系は
実際上利用することができない。

ここに、この発明が導入される。以下に説明す
る、弾性的な飛行物体を安定化するこの発明の制
御系は高い制御精度に設定した要求に合い、出来
る限り低い経費で作製する必要があるが、系固有
のパラメータ、特に弾性パラメータの変化に対し
敏感さが少ないことで特徴があり、駆動エネルギ
の利用で高い経済性があり、特に非連続的に動作
する駆動部を使用する場合、弾性的な飛行物体の
動的な問題を抑制する。

既に述べたように、種々の実施例を以下に説明
する場合、この発明をより良く理解するため、後
で示すように、この発明による制御系は観測体・
状態調節器の構造を最早簡単に理解できない同等
な伝達関数に変換させることができるにもかかわ
らず、第３図の観測体とPWPF変調器を有する
状態調節器の公知原理をその都度引き合いに出す
ことになる。種々の制御思想の機能特性とその効
果は電子的な計算機の助けでシユミレーシヨンに
より検査される。

この発明による制御ループの最も簡単な第一実
施例は第５ａ図に示してある。このループは、構
造弾性と擾乱量推定部なしで剛体力学のただ一つ
のモデルである最小次数（即ち、二次）の観測体
１００と、推定した角速度ω^と角度χ^の割込係数
部Kω、K_Rを有する調節器１０１と、第５ａ図の
ブロツク回路図中に示した信号結合部の変調器１
０２の非線型要素（リレー特性Ｎ）から構成され
ている。第３図の変調器と比較して、第５ａ図に
は変調回路網FN２と内部帰還部がない。その理
由は、この装置ではヒステリシス回路Ｎの出力量
ｕの帰還ループが帰還係数部K_T、観測体１００
の第一積分器１／ｓと割込係数部Kωを介して、
前記両変調器素子の機能を引き受ける。行つた単
純化、つまり観測体中での変調回路網、内部変調
器の帰還及び構造弾性のシユミレーシヨンを省略
したにも係わらず、この調節器は設定した要求を
満たすのに適している。即ち、明らかなことは、
前記リレー特性が疑似レート変調器のように上記
の補助帰還部に連結して一次より高い次数（即
ち、第２ａ図のFN１のように分子が零次で分母
が一次の代わりに、分子が一次で分母が二次）の
帰還回路の振舞、従つて構造振動の周波数が高い
場合より低い周波数で他の動的特性の剛体運動を
示す。この状況は、調整パラメータ（K_T、K_R、
Kω、L₁、L₂）を適当に選択した場合、発生する
全つの振動モードを同時に抑制することを出来る
限り少ない経費で実現し、系のパラメータの変化
に対して鈍感にする。第５ａ図の制御ループを説
明するには、更に駆動部、姿勢測定部と制御区間
が第３図又は第４ａ図の各部に一致し、そこに与
えられた説明を参照することを更に注意してお
く。

既に述べたように、観測体・状態調節器の構造
の線型構成要素は簡単な変換によつて完全に同等
な伝達関数に換算できる。この伝達関数は対応す
る電気回路１０３によつて構成できる。例えば第
５ａ図の調節器と観測体に対して、上記換算を行
い、それから生じる伝送関数を与えた場合、対応
する制御ループが第５ｂ図の機能回路図に示して
ある。第５ｂ図から理解できるように、同等な調
節器回路網と変調帰還部に対して同じタイプ、つ
まり分子が一次で分母が二次の伝達関数を得る。
第５ａ図のパラメータと係数の引用記号は、パラ
メータの積あるいは加算の応用例で新しい量を導
入したにもかかわらず、感嘆のため第５ｂ図の伝
達関数が踏襲されている。第５ａ図と第５ｂ図の
増幅器、積分器、加算回路のような回路素子及び
リレー特性と伝達機能を回路技術上構成するのに
は、例えば演算増幅器を装備した電気回路として
J.G.Truxal“Control Engineerts Handbook”
McGraw Hill、1958のような当該専門書で理解
できる。

特別な応用例で系に作用する擾乱モーメントが
非常に大きく、指向精度への要求が非常に高度な
場合、第５ａ図の調節器で精度の要求を守るため
角度χ^の割込係数K_Rを、また動的な動きを所定の
減衰に保つため速度ω^の割込係数Kωもそれに応
じて上げる必要がある。制御ループの設計、即ち
調節器パラメータK_R，Kωを選択する基礎となる
最大の擾乱モーメントが、系の実際の駆動中に全
く生じない場合−このことは、例えば冒頭に述べ
た静止宇宙飛行物体の軌道修正作業の開始前と終
了後に当てはまる−あるいは擾乱モーメントが予
想より大幅に少ない場合、制御ループの増幅度が
非常に高いため、反応ノズルの望ましくない駆動
が有効信号に重なつた測定雑音の先端によつて始
まる可能性がある。

この発明の他の構成によれば、上記の場合には
第５ａ図の観測体と調節器を拡張すること、つま
りそれ自体公知の方法で更に擾乱量の推定と補償
を導入することを推奨している。第５ｃ図には拡
張した制御ループが示してある。推定偏差Δχ＝
χ_s−χ^の増幅率L₃を介する帰還と積分１／ｓだけ
第５ａ図の制御ループに対して行つた観測体２０
０の拡張、及び擾乱量割込係数K_Zだけの制御器
２０１の拡張は既に第３図の説明に関連して議論
した。擾乱量を補償すると、制御ループの定常、
即ち振動状態では僅かな動的変動を無視すると、
平均して残つた制御誤差が生じないので、調節器
の増幅率係数K_R，Kωを小さくでき、雑音感度が
低下することになる。より遅い振動状態を無視す
れば、このような調節器は上記補助処置によつて
それ以上の不利な影響を与えないことが分かる。
拡張した観測体・状態調節器に対しても、当然回
路構造を等価な伝達関数に変換することは、第５
ａ図から第５ｂ図に移行することに対応して可能
であり、当業者には同様に周知である。

冒頭に述べた制御問題の解決は、第５ａ〜５ｃ
図に基づき前に説明したものとは別な方法でも達
成できる。この可能性を以下に第６図に関連して
説明する。この出発点は第３図の観測体、状態調
節器及びPWPF変調器を装備した剛体制御系の
構造である。この中には、制御区間が第４ａ図の
構造弾性特性を有する制御区間に置き換えてあ
る。

既に述べたように、上記制御ループは同時に設
定された別な要求を満たす場合、構造振動の問題
を抑制するための本質的でない変更にそれ自体適
していない。

これに反して、第６図には設定した要求を満た
す制御ループが示してある。そのため必要な処置
は、第３図の制御ループに比べて、変調器出力端
の反応ノズル用のパルス状電気制御信号の代わり
に、変調器の入力端ηの信号が割込係数K_Tを介
して観測体３００に帰還され、状態調節器３０１
が少なくとも二個の一次濾波器から、又は調節器
割込信号の加算個所Σ₄と変調器入力端Σ₅の間に
ある少なくとも二次の濾波器から構成された補助
濾波装置３０３だけ拡張されている点にある。こ
の第一処置は、信号の割込点を非線型リレー特性
Ｎの強い非線型変調ループの向こうにずらすこと
を表していて、制御ループの状態を大抵推定でき
なきい方法で変える。しかし、これによつて調節
器のパラメータと観測体のパラメータを選択した
とき自由度が相当拡大し、観測体の信号雑音レベ
ルを大幅に減少させることが分かる。

第二の処置では、剛体振動モードと構造振動モ
ードの個々の影響が分離できる。この補助濾波器
（ω₁＝１／T₁とω₂＝１／T₂）の折曲点周波数は、
特に剛体運動の固有周波数と弾性的な構造振動の
最低固有周波数の間にあるように選択される。通
常「カルマン濾波器」として言われている観測体
は、既に定まつた最適判定基準の意味で最適濾波
器であるので、補助濾波器を付属する状態制御器
中に使用することは全く異常で、通常の最適濾波
器の理論に矛盾するが、この場合には特に効果的
である。制御区間、姿勢測定部、PWPF変調器
のような第６図の制御ループの残りの構成要素、
観測体の構造及び調整器中の推定状態量の統合部
は、第３図の各ブロツク回路図に関連して既に説
明されていて、更に説明する必要はない。その
際、場合によつて観測体・状態調節器の構造を同
等な伝達関数に変換する時には、変調回路網も簡
単に一緒に算入することができ、第２図で示した
ように、PWPF変調器から疑似レート変調器に
移行させることができる。

今まで説明したこの発明の実施例は、設定した
制御の課題を満たすのに、即ち外部擾乱モーメン
トが大きい場合でも精度が高く、弾性パラメータ
に不確実があつても構造振動が安定で、同時に出
来る限り少ない作製経費と駆動エネルギの節約を
保証するのに適する。

他の構成によれば、使用状態で生じる弾性的な
構造の一部の安定な振幅及び動的な構造負荷を更
に低減することができる。即ち、擾乱外力あるい
はモーメントが急に上昇した場合、駆動パルスが
バランス状態を絶えず長く維持する必要があると
き、又は既に述べた「臨界擾乱モーメント」の場
合に、駆動パルスの繰返周期が共振周波数に一致
したとき、構造弾性振動の共鳴が高まるので構造
負荷が増大する。

特に臨界擾乱モーメントの場合、構造負荷を低
減するため、第５ｃ図又は第６図の観測体中で検
出される実際に生じた擾乱モーメントT_Dの予想
値は共振の励起を防止するために利用される。こ
のことは、例えば次のことによつて生じる。即
ち、擾乱モーメント信号の増大する値を用いて変
調器に適合性のある自動的な介入を行うと、ヒス
テリシス特性の幅が拡がり、一つのパルスの幅が
広くなることによつて生じている。制御ループの
平衡条件から、駆動パルスの繰返周期が減少する
ことになる。この処置を回路技術的に構成するに
は、後で更に詳しく説明する必要がある。こうし
て、同時に駆動の介入最大切換回路が制限され、
このことが駆動部の許容性を要求される寿命期間
にわたつて望ましい影響を与えることになる。特
に、この適合性のあるパルス幅制御のパラメータ
を、最大パルス繰返周期が必ず構造共振振動数の
最下端以下になるように選定した場合、共振励起
は生じない。もちろん、特別な応用で高い擾乱モ
ーメントレベルの時、場合によつて避け難い大き
な駆動パルスによつて、更に望ましくない構造振
幅が生じる。この様な状況も正しくするため、他
の処置によれば、特別な場合、系に実際に生じる
構造振動の振幅を調整介入のパルス繰返周期を変
えるために、上記振幅が所定の許容度を越えると
直ぐ使用している。構造振動の振幅に対する目安
を表し、この制御ループに採用される信号は、後
で更に詳しく示されるように、姿勢測定センサの
出力信号から簡単に得られる。何故なら、構造振
動は中心本体に帰還され、それに応じた偏差の変
動を誘起するからである。

この説明により、大き過ぎる駆動パルスが同様
に構造振動の励起に寄与するので、この場合には
変調器のヒステリシス幅を低減する方向に影響を
与える、即ちパルス繰返周期を高め、構造共振の
個所を越えてより高い周波数に移すとよい。

上に述べた二つの処置を組み合わせると特別な
有利が生じる。その時は、適合性のある二つの介
入のパラメータをそれに応じて選択して、推定し
た擾乱モーメントT_Dを駆動部の最大切換回数を
制限するために使用し、測定した構造振動の振幅
を共振励起の防止に採用する場合である。

既に説明したこれ等の処置は、定常状態、即ち
振動状態にある上記制御系の運転条件に主として
係わつている。しかし、他の駆動期間から移行す
る場合、又は指令した、例えば擾乱外力とモーメ
ントの間欠的な急上昇に関連している姿勢変更の
初めと終わりで、駆動条件を急激に変更すること
が生じる。これ等の条件は、良く知られているよ
うに新しい目標位置又は静止位置に到達する前
に、制御系を過剰振動に導く。他方、このような
遷移期間は、移行条件の厳しさに応じて、定常駆
動期間に容易に維持される特別な精度要求に短時
間違反する。

この様な場合に対しても、過剰振動を完全に防
止できないが、発生した制御誤差を目標位置から
系の許容できる偏差に低減できる以下の処置が示
してある。

動的な移行時に問題を抑制するため、特に遷移
期間に偏差値を減少させるため、応用例に応じて
単独又は組み合わせて採用される異なる三つの処
置を説明する。

第一に、位置測定センサからの偏差値信号は、
非線型ヒステリシス曲線の零点が逆向き（即ち逆
方向）に、しかも測定した偏差値に比例して移動
するように、変調器のリレー特性に更に介入を行
うために使用される。この処置は、生じた偏差に
反作用する長期間の駆動パルスを直ちに始動させ
る。回路技術的に作製することに関しては、後で
更に詳しく説明する。

第二に、同種の先行制御過程の定常条件から生
ずる、例えば擾乱モーメントT_Dのような観測体
の状態量の適切な推定値が保持される。そして、
繰り返される場合には、観測体を形成する電気回
路が振動状態に入らず、信号状態が直ちに定常動
作状態を満たすように積分器の始動条件を設定す
るのに使用される。

第三に−同様に同種の先行制御過程の経験から
−適当な大きさで予想される変位とは逆符号の偏
差指令が導入される。この指令は、通例振動過程
の間に、零値に直線的に戻される。代わりに、偏
差推定に応答する観測体の積分器にも予想した偏
差の全部又はそれ応じた一部、例えば半分が、振
動期間に初期条件として出力される。この処置に
よつて、擾乱方向にしか生じない過剰振動が偏差
零の回りに対称に分布し、その振幅を半分にす
る。

以下に、対応する命令を実行するため制御系に
入力する必要がある最後に述べた二つの処置を除
いて、ここに記載した処置を回路技術的に構成す
ることにより詳しく紹介する。

第７図には、前記種類に属する適合性のある
PWPF変調器の機能ブツロク図が示してある。
上部には、変調回路網FN２と、非線型リレー特
性部Ｎと、出力信号ｕを入力端ηの加算個所Σ₅
に負帰還させる部分とで構成される通常の非適合
性PWPF変調器がある。ヒステリシス特性部Ｎ
を構成するため、実質上二つの比較器C₁，C₂が
使用されている。これ等の比較器のうち上部の
C₁は二つの入力の和が正の時C₁に続く接点K₁₁，
K₁₂を閉ざし、下部のC₂は入力の和が負の時、C₂
に続く接点K₂₁，K₂₂を閉ざす。両方の入力信号
e₁₁，e₂₁の一方にはそれぞれ固定値が加えてあ
る。つまり、C₁にはヒステリシスのしきい値−h₁
が、またC₂には＋h₁が加えてある。他方の入力信
号e₁₂，e₂₂は、それぞれ入力信号ηとヒステリシ
ス幅h₁−h₂によつて制御される。入力信号ηが、
例えば正であると、変調器回路網FN２の遅延部
を備えた上部比較器C₁の制御入力信号e₁₂は、し
きい値−h₁の値に達して比較器C₁が応答するま
で、高い値になつている。比較器に繋がる一方の
接点K₁₁が閉じて、ヒステリシス幅h₁−h₂に相当
する信号が加算個所Σ₈を経由して比較器の制御
入力信号e₁₂に帰還される。第二接点K₁₂を用い
て、同時にパルス信号ｂは加算個所Σ₉を経由し
て出力端ｕに印加され、負帰還部を経由して加算
個所Σ₅で入力信号ηを引算する。この（負の）
差η−ｂは、変調回路網FN２と加算個所Σ₈を経
由して比較器C₁の制御入力信号e₁₂の遅延された
減少に通ずる。比較器C₁は再び低下し、入力信
号の加算値−h₁＋h₁−h₂＋εが零値になると、遮
断された接点K₁₁，K₁₂を再び開にする。この時
は、変調回路網FN２の出力信号εが低下しきい
値ε＝h₂に達した場合である。同時に、変調器の
出力信号ｕは零に帰り、調整介入を終える。入力
信号ηが正に留まつている時、規則正しくこの過
程を繰り返す。この場合、一定の入力信号ηは一
定幅と周波数の一連のパルスを発生させる。入力
信号が負の場合、他の比較器C₂と付属する接点
K₂₁，K₂₂の助けによつて、同じことが当てはま
る。作用に関して既に説明した適合性のある処置
を実現する補助回路は、第７図の下部の三本の並
列分枝K_N、K_A、K_Bに模式的に示してある。
PWPF変調器の動作様式から、所望の効果が応
答しきい値と低下しきい値h₁とh₂を目的に応じて
ずらして簡単に達成できることが分かる。

過剰振動の振幅を偏差信号χ_sの助けで低減する
ため第一分枝K_Nが使用される。増幅率係数部K₃
とリミターB₁を経由して、測定部の出力信号は
加算個所Σ₁₁、Σ₁₂中で応答しきい値＋h₁，−h₂の
公称値に加算される。正の偏差信号χ_sは正の調整
介入の応答しきい値−h₁を減少させ、この応答介
入を正規より早めに実行させる。従つて、ヒステ
リシス幅h₁−h₂は影響を受けないので、低下しき
い値−h₂も同じ値ほどずれる。このことは全非線
型リレー特性曲線の零点を移動させることに相当
する。

第７図の中央分枝K_Aには、弾性的な振動の共
振の励起が測定した構造振動の振幅によつてどの
ように低減されるかが示してある。周波数の高い
振動は、この場合、誤差信号から高域濾波器Ｈを
通して濾波される。構造負荷に要求される振幅は
発生した場合未だ介入しないが、これ等の振幅は
デツドゾーンＤによつて決定され、許容できない
オーバーシユートをG₁中で検波し、F₁中で平滑
化し、そして加算個所Σ₁₀で逆符号の公称ヒステ
リシス幅h₁−h₂に重ねる。従つて、構造振動の大
き過ぎる振幅は、ヒステリシス幅h₁−h₂の低減に
導き、次いで駆動パルスを短くし、駆動介入の繰
返周期を大きくすることに導く。構造振動の振幅
は、当然他の測定検出器、例えば速度測定器と加
速度測定器のような検出器の助けでも検出され
る。これ等の検出器は他の目的で既にこの系の装
置に装備してあるか、主としてそのために適した
位置に更に組み込むことができる。

第７図の最後の分枝K_Bでは、推定した擾乱モ
ーメントT^_Dを介してパルス幅の変更を回路技術
的に実現することが示してある。この擾乱モーメ
ント信号T^_Dは低域濾波器Ｆ中で平滑化され、数
値形成回路G₂とリミターB₂を介して符号を変え
ないで公称ヒステリシス幅h₁−h₂にΣ₁₀中で重畳
される。従つて、増加した擾乱モーメントT^_Dは
ヒステリシス幅h₁−h₂の拡張と、長い駆動パルス
及び高い繰返周期をもたらすことになる。

第８図には、第６図の制御ループが信号の結合
を明らかにするため、全ての補助的な処置と共に
模式図にしてもう一度示してある。ここに詳細に
説明し、第８図に図示してある適合性のある補助
処置は、当然単独ないしは全体で第５ｃ図の制御
ループに効果的に利用でき、そこでも有利な作用
を示す。必要性は、単独であれ任意の組み合わせ
であれ、特別な応用例で与えられる状況に依存し
ている。

今までの説明では、もつぱらアナログ回路図を
使用したが、技術的に実現するため、最近ますま
すデジタル技術が採用されている。特にデジタル
の機内電算機を利用すると、図示するため主とし
て観測体・状態調節器の構造を選択することによ
つて、変換が特に容易になる。この構造の個々の
定式化は冒頭に述べたKalmanの基礎的な仕事に
既に含まれていて、他の方法でも当該文献に詳細
に扱われている。

デジタル化する場合の問題は、PWPF変調器
回路の再現することにのみある。その理由は、ア
ナロググループに相当する機能を保証するには、
内部過程が速いため約1kHzまでの非常に早いサ
ンプリング速度を選ぶ必要があるからである。そ
の様な機内電算機のプログラムが単純にもかかわ
らず、早いサンプリング速度は利用できる計算時
間の大部分を拘束することになる。

しかしながら、以下に駆動パルス発生をデジタ
ルで実現するのに高サンプリング速度を避け、そ
れにもかかわらずアナログ変調器の回路に同等な
動的特性を保証できる簡単な可能性を示す。単位
時間当たりに行うプログラム・サイクルの頻度
は、全体の制御ループに必要な非常に低いサンプ
リング速度でのみ決定され、発生した構造弾性的
な振動の周波数に応じて調節される。

以下に説明するPWPF変調器をデジタルで構
成する処置の基礎は、ループ中の高速内部アナロ
グ過程をデジタル的に再現することを省略できる
ため、加算、減算、乗算及び割算のような直接的
な計算操作を用いて正確に算出できる解析的な公
式を閉じたアナログ変調器ループの関数に対して
見出すことにある。この場合、重要な量は、パル
ス幅、パルス周波数及び始動時点である。変調器
回路網は、増幅器の外に、大きな時定数T_Mを有
する遅延回路網で構成されている。この遅延回路
網は、アナログループでは積分回路のドリフトの
ため実現不可能な正確な積分機能を近似的に実行
する。正確な積分器を装備した理想的な変調器回
路網のこの場合にこそ、変調器の関数値の特に簡
単な解析的な公式を見出すことができる。これ等
の公式は、 パスル幅ｗに対して、 ｗ＝h₁−h₂／K_M ^*ｂ・１／（１−η／ｂ） パルス周波数ｆに対して、 ｆ＝K_M ^*ｂ／h₁−h₂・η／ｂ（１−η／ｂ）＝１／T
_p ここで、第８図の引用記号と一致させるよう
に、以下の量は、 η：変調器の入力信号 K_M ^*：変調器の積分器の増幅率 h₁：応答しきい値、 h₂：低下しきい値、 h₁−h₂：ヒステリシス幅、 ｂ：パルスの高さ、 T_p：パルス周期、 を意味する。

デジタル電算機のプログラムでは、調節器の出
力信号と既知のパラメータK_M ^*，ｂ，h₁，h₂から
パルス幅ｗを算出する。この処理はスケール係数
を別にして、減算、割算及び乗算を意味する。こ
の量は、一定パルス高さｂに規格化した入力信号
ηによつてもう一度割算され、パルス周期、即ち
連続する二つの駆動パルス間の時間間隔が生じ
る。どのサンプリング期間でも、変調器のこれ等
の二つの関数値が計算され、前のパルスを出力し
てから経過したサンプリング周期の数が算出され
たパルス周期で引き算され、そして一個のパルス
を出力すべきかどうかが判定される。この状況
は、パルスの期間と経過したサンプリング期間の
間の差が次に続くサンプリング間隔より短い時で
ある。

PWPF変調器をデジタル的に構成するこの形
態は、マイクロプロセツサの計算プログラムの助
けでアナログ制御区間を有する閉じたシユミレー
シヨンループ中で検査され、アナログ的な構成に
対して完全に機能に適合し、等価であることが分
かる。

第２ｃ図に基づき説明したPWPF変調器と疑
似レート変調器の同等性に関して、上に説明した
構成方法を用いた、同時に疑似レート変調器をデ
ジタル的に構成することもカバーしている。

【図面の簡単な説明】

第１図、巡回軌道上にある静止地球衛星の幾何
学関係を示す模式図。第２ａ図と第２ｂ図、従来
技術の制御ループのブロツク回路図。第２ｃ図、
第２ａ図と第２ｂ図を合体させたループのブロツ
ク回路図。第３図、観測体、状態調節器、
PWPF変調器を装備した通常の剛体制御系のブ
ツロク回路図。第４ａ図、弾性的な飛行物体の通
常の動的モデルを記述する動作ブロツク回路図。
第４ｂ図、弾性的な宇宙飛行物体の結合したロー
ル／ヨー運動の通常の動的モデルを記述する動作
ブロツク回路図。第５ａ図、この発明による第一
制御装置のブロツク図。第５ｂ図、第５ａ図の観
測体／状態調節器に対して同等な回路網を装備し
た制御装置のブロツク図。第５ｃ図、擾乱推定と
補償をするため拡張された観測体／状態調節器を
装備した制御装置のブロツク図。第６図、この発
明による他の制御装置のブロツク図。第７図、適
合性のあるPWPF変調器の機能ブロツク図。第
８図、観測体と多重適合性を有する調節器を装備
した制御装置のブロツク回路図。 図中引用記号：、１．１……宇宙飛行物体（通
信衛星）、１．２……地球、１．３……立方体の
中心本体、１．４，１．５……広い面の湾曲弾性
的な太陽発電体、１．６……アンテナ、１．７，
１．８……反応ノズル、２．１ａ，２．１ｂ……
位置センサ、２．２ａ，２．２ｂ……調節器回路
網、Ｍ２ａ……疑似レート変調器、Ｍ２ｂ……
PWPF変調器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 状態調節器１０１，２０１と、リレー特性ヒ
   ステリシス回路Ｎを有する変調器１０２，２０２
   と、安定化に必要な力またはモーメントを飛行物
   体に加えて断続的に動作する駆動装置とをそれぞ
   れ連続的に後続し、姿勢測定信号で動作する観測
   体１００，２００を装備し、前記飛行物体は安定
   化させる飛行物体の軸に対して構造上弱く減衰す
   る曲げや捩じり振動を有し、飛行物体の少なくと
   も一つの軸に対して飛行機または宇宙船のような
   弾性的な飛行物体の姿勢を安定化させる装置にお
   いて、高々第三次のただ一個の観測体１００，２
   ００を装備し、ヒステリシス回路Ｎの入力端を状
   態制御器１０１，２０１の出力端にのみ接続して
   いるが、ヒステリシス回路Ｎの出力信号を外部還
   部を経由して観測体１００，２００に帰還して、
   安定化すべき軸に対して姿勢と振動を共に安定化
   させることを特徴とする装置。 ２ 観測体および状態調節器または前記低域濾波
   装置分ほど拡張された状態調節器の代わりに、線
   型伝達関数を示す電気回路網１０３を装備してい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
   の装置。 ３ 飛行物体の軸当たり、一個の二次観測体と状
   態調節器が擾乱量の割込回路なしで装備されてい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項または
   第２項に記載の装置。 ４ 構造共振の励起を防止するため、変調器１０
   ２のヒステリシス回路Ｎのヒステリシス幅は、調
   整介入の繰返周波数が安定化させるべき飛行物体
   の軸の構造共振周波数に対応する所定の値以下に
   維持されるように、観測体１００中に形成される
   擾乱量T^_Dの推定値に応じて、適合性を持つて可
   変できることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   または第２項に記載の装置。 ５ 過剰振動を低減するため、姿勢測定センサの
   偏差信号は、更に変調器１０２中のリレー特性の
   零点を適合性のある方法で逆向きに移動させ、増
   大する偏差が変調器の応答しきい値の減少をもた
   らすことを特徴とする特許請求の範囲第１〜４項
   の何れか１項に記載の装置。 ６ 姿勢測定部の出力信号や補助測定装置の助け
   により、構造振動の振幅の信号が形成され、前記
   信号は所定のしきい値以上になつた時、調整介入
   の繰返周波数が構造共振周波数の一つに一致しな
   いように変調器中のリレー特性のヒステリシス幅
   を適合性のある方法で変更するために使用される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１〜５項の何
   れか１項に記載の装置。 ７ 過剰振動を抑制するため、擾乱推定T^_Dに応
   答する観測体中の積分器が擾乱量の推定値に相当
   する初期値に設定され、前記擾乱量は系の定常駆
   動状態で同種の制御過程中に生じることを特徴と
   する特許請求の範囲第１，２および４〜６項の何
   れか１項に記載の装置。 ８ 過剰振動を抑制するため、偏差κの推定に応
   答する観察体中の積分器を初期値に設定し、前記
   初期値は同種の先行制御過程の過剰振動の振幅の
   数分の一、主に半分に等しいことを特徴とする特
   許請求の範囲第１〜７項の何れか１項に記載の装
   置。 ９ 遷移過程が始まる前に、推定した偏差に対し
   て反対符号の偏差指令が与えられ、その値は最初
   同種の先行する遷移過程で生じた零点の最大偏差
   の約半分に相当し、振動周期の間、漸次零に低減
   することを特徴とする特許請求の範囲第１〜８項
   の何れか１項に記載の装置。 １０ 観測体、調節器、変調器、適合性のある付
   加処置および初期条件は、デジタル機内電算機中
   の機能に応じたプログラム部分や命令によつて処
   理されることを特徴とする特許請求の範囲第１〜
   ９項の何れか１項に記載の装置。 １１ 状態調節器３０１と、リレー特性ヒステリ
   シス回路Ｎを有する変調器３０２と、安定化に必
   要な力またはモーメントを飛行物体に加えて断続
   的に動作する駆動装置とをそれぞれ連続的に後続
   し、姿勢測定信号で動作する観測体３００を装備
   し、前記飛行物体は安定化させる飛行物体の軸に
   対して構造上弱く減衰する曲げや捩じり振動を有
   し、前記ヒステリシス回路Ｎを有する変調器３０
   ２に変調器回路網FN１，FN２を配設し、ヒス
   テリシス回路Ｎの出力信号が内部帰還部を介して
   変調器３０２の入力端に帰還する、飛行物体の少
   なくとも一個の軸に対して飛行機または宇宙船の
   ような弾性的な飛行物体の姿勢を安定化させる装
   置において、高々第三次のただ一つの観測体３０
   ０が装備してあり、状態調節器３０１の出力信号
   は低減濾波装置を介してヒステリシス回路Ｎを有
   する変調器３０２に入力信号として導入され、前
   記入力信号が外部帰還部を介して観測体３００に
   帰還され、低域濾波装置が少なくとも二個の一次
   低減濾波器または少なくとも一個の二次低減濾波
   器３０３で構成され、前記濾波器の折曲点周波数
   を姿勢安定化の固有振動と安定化すべき飛行物体
   の振動安定化の固有振動との間にあるように選定
   して、安定化すべき軸に対し姿勢と振動を一緒に
   安定化させることを特徴とする装置。 １２ 観測体および状態調節器または前記低域濾
   波装置分ほど拡張された状態調節器の代わりに、
   線型伝達関数を示す電気回路網を装備しているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の
   装置。 １３ 飛行物体の軸当たり、一個の二次観測体と
   状態調節器が擾乱量の割込回路なしで装備されて
   いることを特徴とする特許請求の範囲第１１項ま
   たは第１２項に記載の装置。 １４ 構造共振の励起を防止するため、変調器３
   ０２のヒステリシス回路Ｎのヒステリシス幅は、
   調整介入の繰返周波数が安定化させるべき飛行物
   体の軸の構造共振周波数に対応する所定の値以下
   に維持されるように、観測体３００中に形成され
   る擾乱量T^_Dの推定値に応じて、適合性を持つて
   可変できることを特徴とする特許請求の範囲第１
   １項または第１２項に記載の装置。 １５ 過剰振動を低減するため、姿勢測定センサ
   の偏差信号は、更に変調器３０２中のリレー特性
   の零点を適合性のある方法で逆向きに移動させ、
   増大する偏差が変調器の応答しきい値の減少をも
   たらすことを特徴とする特許請求の範囲第１１〜
   １４項の何れか１項に記載の装置。 １６ 姿勢測定部の出力信号や補助測定装置の助
   けにより、構造振動の振幅の信号が形成され、前
   記信号は所定のしきい値以上になつた時、調整介
   入の繰返周波数が構造共振周波数の一つに一致し
   ないように変調器中のリレー特性のヒステリシス
   幅を適合性のある方法で変更するために使用され
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１１〜１５
   項の何れか１項に記載の装置。 １７ 過剰振動を抑制するため、擾乱推定T^_Dに
   応答する観測体中の積分器が擾乱量の推定値に相
   当する初期値に設定され、前記擾乱量は系の定常
   駆動状態で同種の制御過程中に生じることを特徴
   とする特許請求の範囲第１１、１２および１４〜
   １６項の何れか１項に記載の装置。 １８ 過剰振動を抑制するため、偏差κの推定に
   応答する観察体中の積分器を初期値に設定し、前
   記初期値は同種の先行制御過程の過剰振動の振幅
   の数分の一、主に半分に等しいことを特徴とする
   特許請求の範囲第１１〜１７項の何れか１項に記
   載の装置。 １９ 遷移過程が始まる前に、推定した偏差に対
   して反対符号の偏差指令が与えられ、その値は最
   初同種の先行する遷移過程で生じた零点の最大偏
   差の約半分に相当し、振動周期の間、漸次零に低
   減することを特徴とする特許請求の範囲第１１〜
   １７項の何れか１項に記載の装置。 ２０ 非適合性のPWPF変調器部分とリレー特
   性Ｎを調整する少なくとも一つの適合分枝K_N、
   K_A、K_Bとから構成される適合性のある変調器５
   ００が装備してあることを特徴とする特許請求の
   範囲第１１〜１９項の何れか１項に記載の装置。 ２１ 偏差信号χ_sを用いて過剰振動の振幅を抑制
   するため、第一分枝K_Nを使用し、この分枝では
   増幅率部K₃とリミターB₁を介して測定回路の出
   力信号が加算個所Σ１１，Σ１２中で応答しきい
   値＋h₁、−h₁の公称値に加算され、正の偏差信号
   χ_sでは、正の調整介入用の応答しきい値−h₁が減
   少し、全体の非線型リレー特性曲線の零点のずれ
   が生じることを特徴とする特許請求の範囲第２０
   項記載の装置。 ２２ 測定した構造振動の振幅を用いて弾性的な
   振動の共振励起を抑制するため、偏差信号χ_sから
   周波数の高い振動を高域濾波器Ｈを通して濾波
   し、構造負荷に帰す振幅が生じた場合に介入を行
   う必要のない前記振幅はデツドゾーンによつて決
   定され、許容出来ない過剰部分を整流し、平滑化
   し、更に加算個所Σ１０中で逆符号を有する公称
   ヒステリシス幅h₁−h₂に重畳することを特徴とす
   る特許請求の範囲第２０項または第２１項に記載
   の装置。 ２２ パルス幅調整は、推定された擾乱モーメン
   トT^_Dによつて処理され、この擾乱モーメントT^_D
   は低域濾波器F₂中で平滑化され、値形成回路G₂
   とリミターB₂を介して符号反転なしに加算個所
   Σ１０で公称ヒステリシス値h₁−h₂に重畳するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第２０〜２２項の
   何れか１項に記載の装置。 ２４ 観測体、調節器、変調器、適合性のある付
   加処置および初期条件は、デジタル機内電算機中
   の機能に応じたプログラム部分や命令によつて処
   理されることを特徴とする特許請求の範囲第１１
   〜２３項の何れか１項に記載の装置。 ２５ 変調回路網、ヒステリシス回路および帰還
   部で構成される閉じた変調ループの機能は、パル
   ス幅、パルス周期およびパルス始動時点に対する
   等価な解析公式を計算して再現されることを特徴
   とする特許請求の範囲第２４項に記載の装置。 ２６ PWPF変調器をデジタルで構成するため、
   パルス幅ｗは次の公式、 ｗ＝h₁−h₂／K_M ^*ｂ・１／（１−η／ｂ） で決定でき、パルス周波数ｆは次の公式、 ｆ＝K_M ^*ｂ／h₁−h₂・η／ｂ（１−η／ｂ）＝
   １／T_p によつて決定でき、 ここで、上記公式中の記号は、 η：変調器の入力信号 K_M ^*：変調器の積分器の増幅率 h₁：応答しきい値、 h₂：低下しきい値、 h₁−h₂：ヒステリシス幅、 ｂ：パルスの高さ、 T_p：パルス周期、 を意味し、 各サンプリング期間で上記二つの関数値が算出
   され、先行パルスを出力してから経過したサンプ
   リング期間の数は算出されたパルス期間から引き
   算され、所定の差以下になるとパルスを出力する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第２４項または
   第２５項に記載の装置。