JPH04505841A - Frequency synthesizer with FM modulation - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】 FM変調を具備する周波数シンセサイザ発明の背景 これは1989年3月27日に提出し、そして今は放棄した出願番号束7/32 8,834号の一部継続出願である。[Detailed description of the invention] Background of the invention of frequency synthesizer with FM modulation This is application number 7/32 filed on March 27, 1989 and now abandoned. This is a continuation-in-part application of No. 8,834.
本発明は一般的には周波数シンセサイザに関し、より特定的には周波数シンセサ イザの変調に関係する。The present invention relates generally to frequency synthesizers, and more particularly to frequency synthesizers. Related to Isa modulation.
周波数分割回路が位相ロックループ(P L L)のような周波数シンセサイザ 回路で使用される。PLL回路において電圧制御発振器(vCO)の出力周波数 (fO)は分周(56°)され、かつ位相検出器に印加される。位相検出器は、 vCOの出力周波数を制御するために分周した出方信号の位相を基準発振器から の基準周波数(fr)と比較するべく動作する。出力周波数(fo)は、fo= MXfr 但しMは出力周波数が基準周波数と比較される前に分周される程度を 決定する分周率コード(dividermodu Ius code)である、 という関係によッテ基準発振器の基準周波数に関係する。知られているように、 Mはシグナルプロセッサ(信号処理器)によって生成されることができる。A frequency synthesizer whose frequency division circuit is a phase-locked loop (PLL) used in circuits. Output frequency of voltage controlled oscillator (vCO) in PLL circuit (fO) is divided (56°) and applied to a phase detector. The phase detector is To control the output frequency of vCO, the phase of the divided output signal is determined from the reference oscillator. It operates to compare with the reference frequency (fr) of . The output frequency (fo) is fo= MXfr, where M is the degree to which the output frequency is divided before being compared with the reference frequency. is the frequency division ratio code to be determined. This relationship relates to the reference frequency of the reference oscillator. As is known, M can be generated by a signal processor.
周波数シンセサイザの設計における一つの方向はPLL周波数シンセサイザの性 能をループ帯域を拡大することによって改善することである。より広いループ帯 域は狭いループ帯域よりもよく過渡応答を改善し、かつ雑音を低減する。しかし ながらより広いループ帯域はその結果として生じる低い分周率(M)を具備する 、より高い基準周波数を必要とする。分周率が低くなると、伝統的な周波数変調 のための位相変調器(それは位相検出器の一人力に典型的には結合される)で要 求される位相まわり(ph’ase excursion)が制限(すなわち■ ラジアンと(Xう変調器の線形動作範囲)を越えて増大するかもしれない。この 問題は更に大きな位相まわりを要求する低周波変調信号によって強調される。そ れゆえに高い基準周波数を有するPLL内で低周波変調信号を介して変調を容易 にするために位相まわりの最大量を増加する必要性が存在する。One direction in the design of frequency synthesizers is the nature of PLL frequency synthesizers. The goal is to improve performance by expanding the loop bandwidth. wider loop zone A narrow loop band improves transient response and reduces noise better than a narrow loop band. but However, a wider loop bandwidth has a resulting lower division ratio (M). , requires a higher reference frequency. Lower division ratios result in traditional frequency modulation required in the phase modulator (which is typically coupled to the single power of the phase detector) for The required phase excursion (ph’ase excursion) is limited (i.e. radians (the linear operating range of the modulator). this The problem is accentuated by low frequency modulated signals that require even larger phase rotations. So Therefore, it is easy to modulate via a low frequency modulation signal in a PLL with a high reference frequency. There is a need to increase the maximum amount around the phase.
発明の概要 分周率コードを、変調信号の関数として変えるように動作するFM変調を具備す る周波数シンセサイザを提供することが本発明の目的である。Summary of the invention comprising an FM modulator operative to vary the frequency division rate code as a function of the modulating signal; OBJECT OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a frequency synthesizer.
要するに本発明に従えば、シンセサイザは積分された信号及び第一の制御信号を 提供するために変調信号を積分するための蓄積器(アキュムレータ)を含む。積 分された信号は第二の制御信号を提供するために更に積分するための制御信号を 微分した結果である。第一、第二そして第三の制御信号及び分周率コードを処理 すると、シグナルプロセッサは変調信号に応じて分周率コードを変更する。In summary, according to the invention, the synthesizer generates the integrated signal and the first control signal. and an accumulator for integrating the modulated signal to provide the modulated signal. product The divided signal is the control signal for further integration to provide a second control signal. This is the result of differentiation. Processes first, second and third control signals and division ratio codes Then, the signal processor changes the frequency division rate code according to the modulation signal.
本発明のもう一つ別の観点に従えば、変調された出力信号を提供するための無線 機における周波数シンセサイザは基準周波数の信号源を含む位相ロックループ、 位相検出器、電圧制御発振器、及び除数(divisor)を電圧制御発振器の 出力または基準周波数の信号源の出力のいずれかに印加するように動作可能に結 合されるプログラム可能な分周器を具備する。変調信号を積分するための第一の 積分器は積分された信号及び第一の制御信号を提供する。同様に、積分された信 号を積分するための第一の積分器に結合される第二の積分器は第二の制御信号を 提供する。第二の積分器に結合された微分器は第三の制御信号を提供するために 第二の制御信号を微分する。最後に第一の積分器、第二の積分器及び微分器に結 合されるプロセッサは第一、第二、そして第三の制御信号及び分周率コードを処 理する。According to another aspect of the invention, a wireless The frequency synthesizer in the machine is a phase-locked loop containing a reference frequency signal source, The phase detector, voltage controlled oscillator, and divisor of the voltage controlled oscillator. operatively connected to either the output or the output of the signal source at a reference frequency. A programmable frequency divider is provided. The first to integrate the modulated signal An integrator provides an integrated signal and a first control signal. Similarly, the integrated confidence a second integrator coupled to the first integrator for integrating the second control signal; provide. A differentiator coupled to the second integrator to provide a third control signal Differentiating the second control signal. Finally, connect the first integrator, second integrator and differentiator. The integrated processor processes the first, second, and third control signals and the division ratio code. Understand.
プログラム可能な分周器に結合されるプロセ・ソサは除数を提供するために変調 信号に応じて分周率コードを変更し、そしてそれによって電圧制御発振器からの 出力信号の周波数が変調信号によって変調される。A processor coupled to a programmable frequency divider is modulated to provide a divisor. Change the divider code depending on the signal, and thereby The frequency of the output signal is modulated by the modulation signal.
図面の簡単な説明 第1図は本発明に係わる、FM変調付き周波数シンセサイザの好ましい実施例の ブロック図である。Brief description of the drawing FIG. 1 shows a preferred embodiment of a frequency synthesizer with FM modulation according to the present invention. It is a block diagram.
第2図は第1図の周波数シンセサイザのシグナルプロセッサのブロック図である 。Figure 2 is a block diagram of the signal processor of the frequency synthesizer in Figure 1. .
第3A図〜第31図は第2図のシグナルプロセッサの色々の点における信号波形 の説明図である。Figures 3A to 31 show signal waveforms at various points of the signal processor in Figure 2. FIG.
第4図は本発明に係わるFM変調付き周波数シンセサイザの別の実施例のブロッ ク図である。FIG. 4 is a block diagram of another embodiment of the frequency synthesizer with FM modulation according to the present invention. This is a diagram.
第5図は第4図の周波数シンセサイザのシグナルプロセッサのブロック図である 。Figure 5 is a block diagram of the signal processor of the frequency synthesizer in Figure 4. .
好ましい実施例の説明 第1図を参照すると、本発明に係わる、周波数シンセサイザ10が基準発振器1 1を含むということが理解されるであろう。基準発振器11の出力(f r)は 低域通過フィルタ13を介して電圧制御発振器(VCO)14に結合される出力 を有する位相検出器12に印加される。固定した基準分周器(ここには示されて いないカリが、基準周波数(fr)を提供するために発振器の出力周波数を基準 除数で分周することは随意に行われてもよい。第二の入力としてVCO14は、 知られているデュアルポート変調技術を使用してvCOを直接に変調する変調信 号9を受信する。Description of the preferred embodiment Referring to FIG. 1, a frequency synthesizer 10 according to the present invention is connected to a reference oscillator 1. It will be understood that this includes 1. The output (f r) of the reference oscillator 11 is Output coupled to voltage controlled oscillator (VCO) 14 via low pass filter 13 is applied to the phase detector 12 having . A fixed reference divider (not shown here) Not referenced to the output frequency of the oscillator to provide a reference frequency (fr) Dividing by a divisor may be optionally performed. As a second input, VCO 14 is A modulating signal that directly modulates the vCO using known dual-port modulation techniques. Receive number 9.
VCO14の出力(f o)は(それが変調されていようとされてなかろうと) 周波数シンセサイザ10の出力ボート15及びプログラム可能な分局器16に接 続される。分周器16の出力は分周された信号(fd)を位相検出器12及びシ グナルプロセッサ17に提供する。シグナルプロセッサ17はプログラム可能な 分周器16に接続され、かつfoからfdに下げる分周器の分周率コードを提供 する。The output (f o) of VCO 14 (whether it is modulated or not) is Connected to the output port 15 of the frequency synthesizer 10 and the programmable splitter 16. Continued. The output of the frequency divider 16 transmits the frequency-divided signal (fd) to the phase detector 12 and the frequency-divided signal (fd). The information is provided to the GNAL processor 17. Signal processor 17 is programmable Provides the division ratio code of the frequency divider connected to frequency divider 16 and lowering from fo to fd do.
二つの入力がシグナルプロセッサ17に提供される。一つの入力は分周率コード のために、そしてもう一つの入力はA/D変換器18のためである。A/D変換 器18は変調信号のための入力を有し、サンプリング信号(Fサンプル)19に よってクロックが入れられる。シグナルプロセッサ17はアナログ変調をデジタ ル的方法で成し遂げるべく、変調信号9に従って分周率Mを変更するためにM及 びA/D変換器18の出力を処理する。Two inputs are provided to signal processor 17. One input is the division ratio code and another input is for A/D converter 18. A/D conversion 18 has an input for the modulation signal and a sampling signal (F samples) 19. Therefore, a clock can be set. The signal processor 17 converts analog modulation into digital In order to change the division factor M according to the modulation signal 9, and the output of the A/D converter 18.
第2図を参照すると、A/D変換器18の出力(A/Dワード)は、第一の蓄積 器24の入力に接続され、該第1の蓄積器24は変調信号を積分するための手段 を具備する。Referring to FIG. 2, the output of A/D converter 18 (A/D word) is 24, said first accumulator 24 having means for integrating the modulated signal. Equipped with.
第一の蓄積器(内容)の一つの出力は第二の蓄積器25の入力に接続され、該第 二の蓄積器25は積分された信号を積分するための手段を具備する。このように して、蓄積器の出力はA/Dワードに依存する。蓄積器24及び25のそれぞれ が同じ容量を有することが好ましいが、しかしながら二つの蓄積器が同じ分解度 を有する必要はない。分解度(resolution)とは、キャリイを発生す るために内容がオーバフローすると蓄積器が容量に近づく前に増やす最も小さな ステップサイズである。蓄積器24の正及び負のキャリイ出力は第一の制御信号 を含む。同様に蓄積器25の正及び負の出力は第二の制御信号を含む。蓄積器2 4の正のキャリイ (P)出力は、6−3の二進符号器(binary enc oder)41の一人力(A)に供給される。同様に、モトローラの74LSO 4(34)型の反転ゲートによって反転した後で負のキャリイ出力(N)は符号 器41のもう一つの入力(B)に供給される。The output of one of the first accumulators (contents) is connected to the input of the second accumulator 25; The second accumulator 25 comprises means for integrating the integrated signal. in this way The output of the accumulator then depends on the A/D word. Each of accumulators 24 and 25 preferably have the same capacity, however the two accumulators have the same resolution It is not necessary to have Resolution is the amount of carry that occurs. When the contents overflow, the accumulator increases to the smallest value before it approaches capacity. This is the step size. The positive and negative carry outputs of accumulator 24 are the first control signal. including. Similarly, the positive and negative outputs of accumulator 25 include a second control signal. Accumulator 2 The positive carry (P) output of 4 is output by a 6-3 binary encoder (binary encoder). order) 41's single power (A). Similarly, Motorola's 74LSO The negative carry output (N) has a sign after being inverted by a 4 (34) type inverting gate. is supplied to another input (B) of the device 41.
第二の蓄積器25の正のキャリイ出力は二進符号器41のもう一つの入力(C) 及びフリップフロップ42の(D)入力に供給される。フリップフロップ42の Qバー出力ハ二進符号器41の入力(D)に結合される。反転(36)した後で 蓄積器25の負のキャリイ出力は二進符号器41の入力(E)及びもう一つのフ リップフロップ38の(D)入力に結合される。フリップフロップ38のQバー 出力は二進符号器41の最終入力(F)に結合される。モトローラの74LSO J型の反転ゲート(36)及び74LS74型のフリップフロップ(38及び4 2)は微分する手段として使用することができる。フリップフロップ(38及び 42)の遅延及び反転動作は、分周率が正(または負)のキャリイにより前に増 加(また(ま減少)していた後に、分周率コードを減少(増加)させることによ って微分する効果を産み出す。この連続近似方法では分周器内で作られた出力パ ルスは、積算器25がオーバフローする度に作られる瞬間的な微分インパルスを 模擬する。かくしてアナログ−デジタル変換器と共に動作する二個の蓄積器(2 4及び25)の分解度は、デジタル技術で線形変調を成し遂げるために要求され る微細な分解度を提供する。The positive carry output of the second accumulator 25 is the other input (C) of the binary encoder 41. and the (D) input of the flip-flop 42. flip flop 42 The Q-bar output is coupled to the input (D) of binary encoder 41. After reversing (36) The negative carry output of the accumulator 25 is connected to the input (E) of the binary encoder 41 and to another frame. It is coupled to the (D) input of flip-flop 38. Q bar of flip flop 38 The output is coupled to the final input (F) of binary encoder 41. Motorola 74LSO J type inverting gate (36) and 74LS74 type flip-flops (38 and 4 2) can be used as a means of differentiation. Flip-flop (38 and The delay and inversion operation of By decreasing (increasing) the division ratio code after adding (or decreasing) This produces a differential effect. This continuous approximation method uses the output power produced in the divider. The pulse is the instantaneous differential impulse created each time the integrator 25 overflows. simulate Thus two accumulators (2 4 and 25) is required to achieve linear modulation in digital techniques. Provides fine resolution.
フリップフロップ38及び42そして蓄積器24及び25のクロック入力はプロ グラム可能な分周器16(fd)の出力に結合される。代わりにこれらのクロッ ク信号は、fdとfrとが位相ロックしているので基準発振器11によって直接 に提供されてもよい。また別にたとえもし信号が位相ロックしていなかったとし ても、信号間の通常小さな変化はいずれの信号をも使用可能にするであろう。The clock inputs of flip-flops 38 and 42 and accumulators 24 and 25 are is coupled to the output of a programmable frequency divider 16 (fd). These clocks instead. Since fd and fr are phase-locked, the clock signal is directly transmitted by the reference oscillator 11. may be provided. Also, even if the signals were not phase-locked, However, usually small changes between the signals will make either signal usable.
6−3符号器41によって変換された後で玉出力NO。6-3 After being converted by the encoder 41, the ball output NO.
N1、及びN2は加算器43に対してワードB入力として) 印加される。分周 率(M)は(ワードA入力であり)、プログラム可能な分局器16の除数を引き 出すためにワードBに加算される。N1 and N2 are applied to adder 43 (as word B inputs). Frequency division The rate (M) (which is the word A input) subtracts the divisor of the programmable splitter 16. is added to word B to output.
第3A図〜第31図を参照して、本発明の詳細な説明される。回路がA/D変換 器18の分解度量内でいかなる波形に対しても応答するが、振幅Aを有する方形 波変調信号の例が検討される。この波形の一表現が第3A図に示される。第3A 図の波形はループの単一ゲイン周波数よりもずっと低い波形の基本周波数を有す る周期的な波形であると仮定される。The present invention will be described in detail with reference to FIGS. 3A to 31. The circuit is A/D conversion response to any waveform within the resolution of the device 18, but with a rectangular shape having amplitude A. The example of a wave modulated signal is considered. One representation of this waveform is shown in Figure 3A. 3rd A The waveform in the figure has a fundamental frequency of the waveform that is much lower than the unity gain frequency of the loop. It is assumed that the waveform is a periodic waveform.
第3B図は望まれるFM被変調信号を産み出すためにVCOの出力信号fOに対 する安定状態から要求される位相調整を示す。この波形が第3A図に示される変 調信号の波形の積分に比例するということは注目される。安定状態のvCoの出 力信号に対する位相調整は重要であるが、その理由は過渡時間及び分周率の大き さを変えることによってループに対して位相調整を適用するかまたは引起こすこ とによって本発明が働くからである。Figure 3B shows how the output signal fO of the VCO is applied to produce the desired FM modulated signal. shows the phase adjustment required from the steady state. This waveform changes as shown in Figure 3A. It is noted that it is proportional to the integral of the waveform of the tonal signal. Steady state vCo output Phase adjustment for the force signal is important, but the reason for this is due to the large transient time and frequency division ratio. Apply or cause a phase adjustment to the loop by changing the This is because the present invention works depending on the following.
fd倍信号各パルスに対して、第一の蓄積器24はA/D変換器18からの入力 を蓄積器24内部に既に蓄積されている値に加算する。A/D変換器18の出力 は変調信号の振幅に比例し、かつ固定された間隔における信号のそれ自身への加 算の繰り返しが積分とみなすことができるので、蓄積器24の内容は変調信号の 積分として取り扱うことができる。本発明では蓄積器24は、容量がvCOの出 力信号foの安定状態から位相で2πラジアンの変化と同等であるように尺度変 更される。このようにして変調信号の振幅とFM被変調信号の周波数偏移の間の 関係が確立される。For each pulse of the fd multiplied signal, the first accumulator 24 receives the input from the A/D converter 18. is added to the value already stored inside the accumulator 24. Output of A/D converter 18 is proportional to the amplitude of the modulating signal and is the addition of the signal to itself at fixed intervals. Since the repetition of the calculation can be regarded as integration, the contents of the accumulator 24 are equal to the modulated signal. It can be treated as an integral. In the present invention, the accumulator 24 has a capacity of vCO output. The scale is changed to be equivalent to a change of 2π radians in phase from the steady state of the force signal fo. will be changed. In this way, the difference between the amplitude of the modulating signal and the frequency deviation of the FM modulated signal is A relationship is established.
蓄積器24がその容量に達するたびごとに、キャリイが発生される。キャリイは 、分周器の出力fdの1サイクルの間にプログラム可能な分周器16の除数を増 やす効果を有する。第3A図に示される変調波形を例にとって、第一の蓄積器2 4の活動結果としての分周率の変化が第3C図に示される。第一の蓄積器24は 正負両方のキャリイ信号を発生し、かつ負のキャリイ信号は反転ゲート34によ って反転されるので、除数はその安定状態の値から増やされるか、または減らさ れうる。A carry is generated each time accumulator 24 reaches its capacity. Carry is , increases the divisor of the programmable frequency divider 16 during one cycle of the frequency divider output fd. It has a soothing effect. Taking the modulation waveform shown in FIG. 3A as an example, the first accumulator 2 The change in frequency division ratio as a result of the activity of 4 is shown in FIG. 3C. The first accumulator 24 is Both positive and negative carry signals are generated, and the negative carry signal is sent to the inverting gate 34. is inverted, so the divisor is increased or decreased from its steady state value. It can be done.
第3D図は第一の蓄積器24の行動によるループに対する位相調整を示す。その 波形は回路では直接に測れないけれども、信号フロー表記法ではそれは分周器に 入力する前だが信号fOの出力分岐の後に入力(15’)として加算されるであ ろう。第3D図が示すように、第一の蓄積器は分周器の入力(15°)で信号の 位相に大きなステップの変化を引き起こす。信号の追加精製が、シンセサイザ出 力における歪を減らすために要求される。FIG. 3D shows the phase adjustment to the loop due to the action of the first accumulator 24. the Although the waveform cannot be measured directly in a circuit, in signal flow notation it can be measured in a frequency divider. Before the input, but after the output branch of the signal fO, it is added as an input (15'). Dew. As Figure 3D shows, the first accumulator is connected to the signal at the input of the divider (15°). Causes large step changes in phase. Additional refinement of the signal can be done by the synthesizer output. Required to reduce distortion in power.
第二の蓄積器25はフリップフロップ38及び42とともに、下記するようにF M被変調信号上の歪を減らすために働く。fdの各パルスに対し第二の蓄積器入 力は、第一の蓄積器24の内容を蓄積器25の内容に加算する。蓄積器25の内 容は蓄積器24の内容における量の積分であると考えられることができる。蓄積 器25の容量は蓄積器24の容量と典型的に同一である。第二の蓄積器25及び フリップフロップ42の正のキャリイ出力の作用により、蓄積器25上のそれぞ れの正のキャリイはループ分周器16の分周率コードをfdの1サイクルの間そ の安定状態の値から一つ増やし、かつ次のサイクルで安定状態の値から一つ減ら す。同様に負のキャリイは、分周率コードにおける減少、そしてその次のサイク ル間での増加を引き起こす。The second accumulator 25, along with flip-flops 38 and 42, M serves to reduce distortion on the modulated signal. The second accumulator input for each pulse of fd The force adds the contents of first accumulator 24 to the contents of accumulator 25 . Inside the accumulator 25 The volume can be thought of as the integral of the quantity in the contents of the accumulator 24. accumulation The capacity of reservoir 25 is typically the same as the capacity of accumulator 24. second accumulator 25 and Due to the action of the positive carry output of flip-flop 42, each This positive carry sets the division ratio code of loop divider 16 for one cycle of fd. Increase by one from the steady-state value of and decrease by one from the steady-state value in the next cycle. vinegar. Similarly, a negative carry causes a decrease in the divider code and the next cycle. causes an increase between files.
この作用は、ループ分周器を介して第二の蓄積器内の内容、それは第一の蓄積器 内の値と等価であるが、引出してループに加算するものとして取り扱うことがで きる。第二の蓄積器のキャリイによって引起こされる行動は常に対(除数の減少 に結合した増加)で行なわれるので、第二の蓄積器25の行動による除数の平均 値の実質的変化はない。しかしながらループに加えられる位相調整の量はゼロで はなくて、変調信号によって要求される位相調整の大きさを追跡する。This action transfers the content in the second accumulator through the loop divider to the content in the first accumulator. is equivalent to the value in, but can be treated as being pulled out and added to the loop. Wear. The action caused by the carry of the second accumulator is always paired (decreasing the divisor Since the average of the divisor due to the action of the second accumulator 25 is There is no substantial change in value. However, the amount of phase adjustment applied to the loop is zero. Rather, it tracks the amount of phase adjustment required by the modulating signal.
第3E図において、ループ分周器16の除数への第二の蓄積器の効果が、第3A 図の変調波形を例に示される。第3F図では安定状態からのループにおける位相 調整への除数の影響が示される。第3D図に示すように、第3F図の波形は分周 器入力(15′)において合計された入力とみなすことができる。In FIG. 3E, the effect of the second accumulator on the divisor of loop divider 16 is shown in FIG. The modulation waveform shown in the figure is shown as an example. In Figure 3F, the phase in the loop from the stable state is The effect of the divisor on the adjustment is shown. As shown in Figure 3D, the waveform in Figure 3F is divided It can be considered as the summed input at the device input (15').
本発明では二個の蓄積器の作用が組合わせられ、かつそれら2つの作用の和がル ープ分周器に印加される。この動作のためのループに対する全体の位相調整が、 第3G図で第3A図の変調信号の例につき説明される。ループの低域通過の働き は、vCOで測られるループに対して残っている位相調整が、変調信号の低歪の FM被変調信号を作るために要求される位相調整を追跡するように、分周器を変 えることによって生成される波形の高周波の乱れを除去する。In the present invention, the actions of two accumulators are combined, and the sum of those two actions is applied to the loop divider. The overall phase adjustment for the loop for this operation is An example of the modulation signal of FIG. 3A is illustrated in FIG. 3G. Loop low-pass function The remaining phase adjustment for the loop, measured in vCO, is due to the low distortion of the modulated signal. Modify the frequency divider to track the phase adjustment required to create the FM modulated signal. removes high-frequency disturbances in the waveform generated by
このことは、第3A図の変調波形に対して第3H図に示されている。■CO出力 におけるFM信号の偏移は第3I図に示されている。This is illustrated in Figure 3H for the modulation waveform of Figure 3A. ■CO output The deviation of the FM signal at is shown in FIG. 3I.
第4図を参照すると、本発明のもう一つ別の実施例が示されている。本発明の線 形変調のためのデジタル技術が、同じ分周率コードMを維持するループ分周器5 6の代わりに、基準となるプログラム可能な分周器16゛ に適用される。この 基準のプログラム可能な分周器16゛ は除数Mrefを有し、基準周波数発振 器11と位相検出器12の間に結合される。第1図の好ましい実施例と同様にシ グナルプロセッサ17は、変調信号9に従ってMrefを変更するために、基準 のプログラムされた分周率M r e f及びA/D変換器18のデジタル化さ れた変調信号出力を処理する。Referring to FIG. 4, another embodiment of the invention is shown. Line of the invention Loop divider 5 whose digital technique for shape modulation maintains the same division ratio code M 6 is applied to a reference programmable frequency divider 16'. this The reference programmable frequency divider 16' has a divisor Mref and has a reference frequency oscillation. 11 and a phase detector 12. Similar to the preferred embodiment of FIG. The signal processor 17 uses the reference The programmed frequency division ratio M r e f and the digitization of the A/D converter 18 process the modulated signal output.
第5図を参照すると、第4図の周波数シンセサイザのシグナルプロセッサのブロ ック図が示されている。内部に関しては、第5図のシグナルプロセッサ17の構 成は第2図の構成と同じままである。シグナルプロセッサ17の入力および出力 に関して、出発点と終着点のみが違うだけである。シグナルプロセッサ17は今 や基準のプログラムされた分周率Mrefによってプログラムされ、かつ分周さ れた周波数fdによってクロックが与えられる。シグナルプロセッサ17の出力 は、既に述べた本発明の残り部分に従って基準のプログラム可能な分周器16゛ に次に印加される。Referring to FIG. 5, the signal processor block of the frequency synthesizer of FIG. A diagram is shown. Regarding the internal structure, the structure of the signal processor 17 shown in FIG. The configuration remains the same as the configuration in FIG. Inputs and outputs of signal processor 17 The only difference is the starting point and the ending point. Signal processor 17 is now programmed by the reference programmed division factor Mref, and A clock is given by the frequency fd. Output of signal processor 17 is a reference programmable frequency divider 16 according to the remainder of the invention already described. is applied next.
本発明が、二個の蓄積器(accumulators)を使用して実現されるも のとして記述された。付加的な蓄積器を追加するか、または他のより多くの複雑 なアルゴリズムを使用するような他の構成を歪の削減の改善のために使用するこ とができる。Although the invention is implemented using two accumulators, It was described as Add additional accumulators or other more complex Other configurations, such as using advanced algorithms, can be used to improve distortion reduction. I can do it.
FIG、4 国際調査報告FIG.4 international search report
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