JPH0443285B2 - - Google Patents
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- JPH0443285B2 JPH0443285B2 JP367583A JP367583A JPH0443285B2 JP H0443285 B2 JPH0443285 B2 JP H0443285B2 JP 367583 A JP367583 A JP 367583A JP 367583 A JP367583 A JP 367583A JP H0443285 B2 JPH0443285 B2 JP H0443285B2
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- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/59—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- G05F1/595—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including plural semiconductor devices as final control devices for a single load semiconductor devices connected in series
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電磁石、電磁式アクチユエータ、或
はリニアモータ等に電流を供給する電流出力装置
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a current output device that supplies current to an electromagnet, an electromagnetic actuator, a linear motor, or the like.
従来例の構成とその問題点
負荷電流を指令信号で制御する電流出力装置は
上記の産業分野で多く利用されている。トランジ
スタを用いた代表的な構成の従来例を第1図に示
す。トランジスタTr1は電流制御トランジスタで
あり、そのエミツタ電流を電流検出抵抗R1で検
出する。電流指令信号aと電流検出信号bとの誤
差を作動増幅器1で増幅し、トランジスタTr1の
ベースを駆動して、エミツタ電流を電流指令信号
aに追従させる。トランジスタTr1のコレクタに
は負荷2が接続されている。トランジスタTr1の
消費電力を少なくするとともに、トランジスタ
Tr1の飽和を避けるために、コレクタの電圧を基
準電源3の電圧に追従するよう、トランジスタ
Tr2と増幅器4とが負荷2の電源側電圧を制御す
る。基準電源3の電圧を適当な値に設定すること
により、トランジスタTr1が飽和しない動作点を
選ぶことができる。しかし、第1図の構成では次
の欠点を有する。すなわち、トランジスタTr1の
飽和しないコレクタ・エミツタ間電圧VCEは、負
荷電流、トランジスタ温度、トランジスタのバラ
ツキ等によつて変化するため、基準電圧の設定を
高目にするが、或は、これらの変動要因に追従さ
せなければならない。基準電圧を高目に設定する
と、トランジスタTr1のVCEが大きくなり、消費
電力が増加する。又、基準電圧を変動要因に追従
させるためには、回路構成が複雑になり、コスト
アツプにつながるため、工業的には不利である。Conventional configuration and its problems Current output devices that control load current using command signals are widely used in the above-mentioned industrial fields. FIG. 1 shows a conventional example of a typical configuration using transistors. The transistor Tr 1 is a current control transistor, and its emitter current is detected by a current detection resistor R 1 . The error between the current command signal a and the current detection signal b is amplified by the differential amplifier 1, and the base of the transistor Tr1 is driven to cause the emitter current to follow the current command signal a. A load 2 is connected to the collector of the transistor Tr 1 . In addition to reducing the power consumption of transistor Tr 1 ,
In order to avoid saturation of Tr 1 , the transistor is set so that the collector voltage follows the voltage of reference power supply 3.
Tr 2 and amplifier 4 control the power supply voltage of load 2 . By setting the voltage of the reference power supply 3 to an appropriate value, it is possible to select an operating point at which the transistor Tr 1 does not saturate. However, the configuration of FIG. 1 has the following drawbacks. In other words, the unsaturated collector-emitter voltage V CE of transistor Tr 1 changes depending on the load current, transistor temperature, transistor variations, etc., so the reference voltage is set high, or these It must be made to follow the fluctuation factors. If the reference voltage is set high, V CE of transistor Tr 1 will increase, and power consumption will increase. Furthermore, in order to make the reference voltage follow the fluctuation factors, the circuit configuration becomes complicated, leading to an increase in cost, which is disadvantageous from an industrial perspective.
発明の目的
本発明は上記従来の欠点を解消するもので、最
小の消費電力の制御トランジスタで負荷電流を制
御できる電流出力装置を提供することを目的とす
る。OBJECTS OF THE INVENTION The present invention solves the above-mentioned conventional drawbacks, and an object of the present invention is to provide a current output device that can control a load current using a control transistor with minimum power consumption.
発明の構成
上記目的を達するため、本発明の電流出力装置
は、負荷の一端に接続された電圧制御手段と、前
記負荷の他端に接続された電流制御トランジスタ
と、この電流制御トランジスタのエミツタ電流を
検出する第1の電流検出手段と、この第1の電流
検出手段の出力信号と電流指令信号との誤差を増
幅する第1の増幅器と、この第1の増幅器の出力
を前記電流制御トランジスタのベース並びに第2
の電流検出手段へ分配する分配器と、前記第1及
び第2の電流検出手段の出力信号の差を増幅する
第2の増幅器とを備え、前記第2の増幅器の出力
によつて前記電圧制御手段を制御する構成とした
ものである。Structure of the Invention In order to achieve the above object, a current output device of the present invention includes a voltage control means connected to one end of a load, a current control transistor connected to the other end of the load, and an emitter current of the current control transistor. a first current detection means for detecting the current control transistor; a first amplifier for amplifying the error between the output signal of the first current detection means and the current command signal; base and second
and a second amplifier that amplifies the difference between the output signals of the first and second current detecting means, the voltage being controlled by the output of the second amplifier. It is configured to control the means.
かかる構成によれば、電流制御トランジスタの
エミツタ電流とベース電流との比を常に一定に保
つことができ、電流制御トランジスタの飽和しな
い最小のコレクタ・エミツタ間電圧における動作
点を常に維持しながら、指令信号に追従する電流
を出力することが可能となる。 According to this configuration, the ratio of the emitter current to the base current of the current control transistor can always be kept constant, and the operating point at the minimum collector-emitter voltage at which the current control transistor is not saturated can be maintained at all times, while the command It becomes possible to output a current that follows the signal.
実施例の説明
以下、本発明の一実施例について、図面に基づ
いて説明する。第2図は電流出力装置の回路図
で、第1図に示す構成要素と同一の構成要素には
同一符号を付している。NPNトランジスタTr1
とPNPトランジスタTr2とのコレクタ間に負荷2
が接続され、トランジスタTr1のエミツタは、電
流検出用の抵抗R1を介して接地されていると共
に、電流出力型差動増幅基1,5の反転側入力端
に接続されている。増幅器1の出力信号cダイオ
ード接続されたPNPトランジスタTr3のコレクタ
に接続されている。PNPトランジスタTr4,Tr5
のベースは共にトランジスタTr3のベースに接続
され、トランジスタTr3〜Tr5のエミツタはそれ
ぞれ抵抗R2〜R4を介して電源へ接続され、カレ
ントミラーを構成している。トランジスタTr4の
コレクタはトランジスタTr1のベースに接続さ
れ、トランジスタTr5のコレクタは、電流検出抵
抗R5を介して接地されていると共に、増幅器5
の非反転側入力端に接続されている。トランジス
タTr2のベースは増幅器5の出力端に接続され、
エミツタは電源端子6に接続されている。増幅器
1の非反転側入力端は負荷電流指令信号入力端子
7に接続されている。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a circuit diagram of the current output device, in which the same components as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals. NPN transistor Tr 1
Load 2 between the collectors of and PNP transistor Tr 2
The emitter of the transistor Tr 1 is grounded via a current detection resistor R 1 and is also connected to the inverting input terminals of the current output type differential amplifier groups 1 and 5 . The output signal c of the amplifier 1 is connected to the collector of the diode-connected PNP transistor Tr3 . PNP transistor Tr 4 , Tr 5
The bases of both are connected to the base of transistor Tr 3 , and the emitters of transistors Tr 3 to Tr 5 are connected to the power supply via resistors R 2 to R 4 , respectively, forming a current mirror. The collector of the transistor Tr 4 is connected to the base of the transistor Tr 1 , and the collector of the transistor Tr 5 is connected to the ground via the current detection resistor R 5 and connected to the amplifier 5.
is connected to the non-inverting side input terminal of The base of the transistor Tr 2 is connected to the output terminal of the amplifier 5,
The emitter is connected to the power supply terminal 6. A non-inverting input terminal of the amplifier 1 is connected to a load current command signal input terminal 7.
次に動作を説明する。トランジスタTr1のエミ
ツタ電流が抵抗R1に流れて電圧V1を発生する。
入力端子7の電圧V2とV1との差が増幅器1で増
幅され、トランジスタTr3〜Tr5で構成される電
流分配器8によつて、出力dと出力eとに分配さ
れる。出力dはトランジスタTr1のベースに印加
されているから、負帰還ループによつてV1とV2
とは等しい電圧となるようにトランジスタTr1の
ベース電流I1bが流れる。今、抵抗R1及び抵抗R
の値をそれぞれR1,R5とし、抵抗R2〜R4の値が
それぞれ等しいとする。トランジスタTr2へ充分
にベース電流が供給されていない状態、すなわ
ち、負荷2の電流であるトランジスタTr2のコレ
クタ電流I2cがトランジスタTr1のコレクタ電流
I1cより小さい時は、トランジスタTr1のコレク
タ・エミツタ間電圧VCEは低くなり、トランジス
タTr1は飽和に近づいて電流増幅率(hFE≡I1c/
I1b)は低下する。従つて、V1とV2との差を等
しくするためにI1bが増加する。一方、抵抗R5へ
もI1bと同じ値の電流がカレントミラーによつて
分配されているから、抵抗R5の電圧V3は
V3=I1b×R5
となる。トランジスタTr1のエミツタ電流をI1e
とすると、V1は
V1=I1e×R1
となる。増幅器5はV3とV1との差を増幅して、
トランジスタTr2のベースを駆動するから、V3>
V1の時は増幅器5の出力は増加してトランジス
タTr2のコレクタ電流I2cも増加する。この結果、
トランジスタTr1のコレクタ・エミツタ間電圧
VCEが上昇してhFEも大きくなる。すると、V1を
発生するに必要なベース電流I1bは減少し、V3も
減少してV1に近づき、やがては等しくなる状態
で安定する。この負帰還ループによつて、V3=
V1が保持されるから、
I1b×R5=I1e×R1
となる。すなわち
hFE≡I1e/I1b−1
=R3/R1−1
なり、トランジスタTr1はR5とR1とで決まるhFE
となるVCEで動作し、電流指令信号aに応じて負
荷2に電流を出力することになる。 Next, the operation will be explained. The emitter current of transistor Tr 1 flows through resistor R 1 and generates voltage V 1 .
The difference between the voltages V 2 and V 1 at the input terminals 7 is amplified by the amplifier 1 and distributed to the outputs d and e by the current divider 8 composed of transistors Tr 3 to Tr 5 . Since the output d is applied to the base of the transistor Tr 1 , the negative feedback loop causes V 1 and V 2
The base current I 1 b of the transistor Tr 1 flows so that the voltage becomes equal to . Now, resistance R 1 and resistance R
Let the values of R 1 and R 5 be respectively, and assume that the values of the resistors R 2 to R 4 are equal. A state in which a sufficient base current is not supplied to transistor Tr 2 , that is, the collector current I 2 c of transistor Tr 2 , which is the current of load 2, is the collector current of transistor Tr 1.
When it is smaller than I 1 c, the collector-emitter voltage V CE of transistor Tr 1 becomes low, transistor Tr 1 approaches saturation, and the current amplification factor (h FE ≡I 1 c/
I 1 b) decreases. Therefore, I 1 b increases to equalize the difference between V 1 and V 2 . On the other hand, since the current having the same value as I 1 b is distributed to the resistor R 5 by the current mirror, the voltage V 3 of the resistor R 5 becomes V 3 =I 1 b×R 5 . The emitter current of transistor Tr 1 is I 1 e
Then, V 1 becomes V 1 =I 1 e×R 1 . Amplifier 5 amplifies the difference between V 3 and V 1 ,
Since it drives the base of transistor Tr 2 , V 3 >
When V1 , the output of the amplifier 5 increases and the collector current I2c of the transistor Tr2 also increases. As a result,
Collector-emitter voltage of transistor Tr 1
V CE increases and h FE also increases. Then, the base current I 1 b required to generate V 1 decreases, V 3 also decreases and approaches V 1 , and eventually stabilizes in a state where they are equal. Due to this negative feedback loop, V 3 =
Since V 1 is maintained, I 1 b×R 5 =I 1 e×R 1 . In other words, h FE ≡I 1 e/I 1 b-1 = R 3 /R 1 -1, and transistor Tr 1 is h FE determined by R 5 and R 1 .
It operates at VCE , and outputs current to the load 2 in accordance with the current command signal a.
第3図はトランジスタTr1のVCEとhFEとの関係
をI1eをパラメータとして描いたものである。第
3図からわかるように、hFEを一定に保つた場合
はI1eが大きくなるほどVCEも大きくなる。これ
は、hFEを適当に選ぶことにより、トランジスタ
Tr1を飽和直前の動作点で動作させ得ることを示
す。たとえば、hFEをHで一定とし、I1eがI1′e
の時、飽和直前のVCEがV′であるとすれば、I1e
がI1″eに増加した時はVCEもV″に増加し、I1eが
I1eになるとVCEもVになつて、常に飽和直
前の動作点で動作することになる。この状態は素
子のバラツキ、温度に応じて自動的に変化する。
したがつて、R5とR1の値を選ぶことによつて、
トランジスタTr1のVCEを必要最小値に保つこと
ができ、トランジスタTr1による消費電力を極め
て小さくすることができる。また、カレントミラ
ーのエミツタ抵抗R2〜R4の比を変えることによ
つて、トランジスタTr4,Tr5のコレクタ電流、
即ち、分配器8の分配比を変えることができ、
R5,R1の比と共にhFEを任意に設定することがで
きる。 FIG. 3 depicts the relationship between V CE and h FE of the transistor Tr 1 using I 1 e as a parameter. As can be seen from FIG. 3, when h FE is kept constant, V CE increases as I 1 e increases. This can be achieved by choosing h FE appropriately.
It is shown that Tr 1 can be operated at an operating point just before saturation. For example, if h FE is constant at H, I 1 e becomes I 1 ′e
If V CE just before saturation is V′, then I 1 e
When increases to I 1 ″e, V CE also increases to V″, and I 1 e
When I 1 e, V CE also becomes V, and the device always operates at an operating point just before saturation. This state changes automatically according to element variations and temperature.
Therefore, by choosing the values of R 5 and R 1 ,
The V CE of the transistor Tr 1 can be kept at the required minimum value, and the power consumption by the transistor Tr 1 can be extremely reduced. In addition, by changing the ratio of the emitter resistances R 2 to R 4 of the current mirror, the collector currents of transistors Tr 4 and Tr 5 ,
That is, the distribution ratio of the distributor 8 can be changed,
h FE can be arbitrarily set together with the ratio of R 5 and R 1 .
次に第4図を用いて本発明の他の実施例の説明
を行う。トランジスタTr1、抵抗R1、増幅器1分
配器8、抵抗R5、増幅器5の入力側のそれぞれ
の接続関係は第2図に示す実施例と同じであるの
で説明を省略する。増幅器5の出力はスイツチン
グモード電源9の制御回路10へ印加され、スイ
ツチングトランジスタTr6の導通状態制御の入力
となる。トランジスタTr6のコレクタはダイオー
ドD1とコイルL1の一端に接続されている。コイ
L1の他端はコンデンサC1に接続され、スイツチ
ングモード電源9の出力となり、負荷2の一端が
接続されている。負荷2の他端はトランジスタ
Tr1のコレクタに接続されている。 Next, another embodiment of the present invention will be explained using FIG. The connection relationships between the transistor Tr 1 , the resistor R 1 , the amplifier 1 divider 8, the resistor R 5 , and the input side of the amplifier 5 are the same as those in the embodiment shown in FIG. 2, and therefore their explanation will be omitted. The output of the amplifier 5 is applied to the control circuit 10 of the switching mode power supply 9, and becomes an input for controlling the conduction state of the switching transistor Tr6 . The collector of the transistor Tr 6 is connected to the diode D 1 and one end of the coil L 1 . Koi
The other end of L 1 is connected to capacitor C 1 and serves as the output of switching mode power supply 9, to which one end of load 2 is connected. The other end of load 2 is a transistor
Connected to the collector of Tr 1 .
いま、スイツチングモード電源9の出力電圧が
低く、トランジスタTr1のVCEが低い時は、前述
と同様の動作によつて増幅器5の出力が増加す
る。この出力は、制御回路10を駆動して、トラ
ンジスタTr6の導通時間を長くし、スイツチング
モード電源9の出力電圧を上昇させるように働
く。従つて、負帰還ループが構成され、トランジ
スタTr1のVCEは、分配器8、抵抗R5及び抵抗R1
で定まる、hFEが一定となる値に保持され、トラ
ンジスタTr1の消費電力は必要最小限となつて負
荷2に電流を出力することができる。 Now, when the output voltage of the switching mode power supply 9 is low and the V CE of the transistor Tr 1 is low, the output of the amplifier 5 increases by the same operation as described above. This output serves to drive the control circuit 10 to lengthen the conduction time of the transistor Tr 6 and to increase the output voltage of the switching mode power supply 9. Therefore, a negative feedback loop is formed, and the V CE of the transistor Tr 1 is divided by the divider 8, the resistor R 5 and the resistor R 1
h FE is maintained at a constant value, and the power consumption of the transistor Tr 1 is kept to the minimum necessary, and a current can be output to the load 2.
第5図は本発明に用いる分配器の他の実施例を
示す。トランジスタTr7が分配器11を構成し、
入力はトランジスタTr7のベースに印加される。
トランジスタTr7のエミツタはトランジスタTr1
のベースに接続され、トランジスタTr7のコレク
タはカレントミラートランジスタTr8,Tr9のベ
ースに接続されている。カレントミラートランジ
スタTr9のコレクタは、抵抗R5を介して接続され
ている。トランジスタTr7のベース電流をI7bエ
ミツタ電流をI7e、コレクタ電流をI7c、電流増
幅率をhFE7とすると
I7e=(1+hFE7)I7b
V3=hFE7・I7b×R5
となる。従つて、
V3=hFE7/1+hFE7・I7e・R5
となり、第2図を用いて説明した動作と同様の動
作によつて、トランジスタTr1のVCEを必要最小
値に設定できる。 FIG. 5 shows another embodiment of the distributor used in the present invention. Transistor Tr 7 constitutes a divider 11,
The input is applied to the base of transistor Tr7 .
The emitter of transistor Tr 7 is transistor Tr 1
The collector of transistor Tr 7 is connected to the bases of current mirror transistors Tr 8 and Tr 9 . The collector of current mirror transistor Tr 9 is connected via resistor R 5 . Assuming that the base current of transistor Tr 7 is I 7 b, the emitter current is I 7 e, the collector current is I 7 c, and the current amplification factor is h FE7 , then I 7 e = (1 + h FE7 ) I 7 b V 3 = h FE7・I 7 b×R 5 . Therefore, V 3 = h FE7 /1 + h FE7・I 7 e・R 5 , and V CE of transistor Tr 1 can be set to the required minimum value by the same operation as explained using FIG. .
なお、第2図においてトランジスタTr2をエミ
ツタホロアとして動作させるか、或は、トランジ
スタの導伝性を変えるなど、本発明の主旨を変え
ずに、種々の変形、応用が可能なことは勿論であ
る。 Note that, of course, various modifications and applications are possible without changing the gist of the present invention, such as operating the transistor Tr 2 as an emitter follower in FIG. 2 or changing the conductivity of the transistor. .
発明の効果
以上説明したように本発明によれば、簡単な構
成によつて、電流制御トランジスタを常に一定の
直流電流増幅率で動作させ、温度特性、素子のバ
ラツキに応じて、消費電力を必要最小限に設定し
得、その工業的利用価値はきわめて大である。Effects of the Invention As explained above, according to the present invention, the current control transistor is always operated at a constant DC current amplification factor with a simple configuration, and the power consumption is adjusted according to the temperature characteristics and variations in the elements. It can be set to a minimum, and its industrial value is extremely large.
第1図は従来の電流出力装置の回路図、第2図
は本発明の一実施例における電流出力装置の回路
図、第3図は電流制御トランジスタのVCEとhFEと
の関係の説明図、第4図は別の実施例における電
流出力装置の回路図、第5図はさらに別の実施例
における分配器の回路図である。
1,5……増幅器、2……負荷、8……分配
器、9……スイツチングモードの電源、Tr1……
電流制御トランジスタ、Tr2……トランジスタ、
R1,R5……抵抗。
Fig. 1 is a circuit diagram of a conventional current output device, Fig. 2 is a circuit diagram of a current output device according to an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is an explanatory diagram of the relationship between V CE and h FE of a current control transistor. , FIG. 4 is a circuit diagram of a current output device in another embodiment, and FIG. 5 is a circuit diagram of a distributor in yet another embodiment. 1, 5...Amplifier, 2...Load, 8...Distributor, 9...Switching mode power supply, Tr 1 ...
Current control transistor, Tr 2 ...transistor,
R 1 , R 5 ...Resistance.
Claims (1)
記負荷の他端に接続された電流制御トランジスタ
と、この電流制御トランジスタのエミツタ電流を
検出する第1の電流検出手段と、この第1の電流
検出手段の出力信号と電流指令信号との誤差を増
幅する第1の増幅器と、この第1の増幅器の出力
を前記電流制御トランジスタのベース並びに第2
の電流検出手段へ分配する分配器と、前記第1及
び第2の電流検出手段の出力信号の差を増幅する
第2の増幅器とを備え、前記第2の増幅器の出力
によつて前記電圧制御手段を制御する構成とした
電流出力装置。 2 電圧制御手段として、電流制御トランジスタ
とは異なる導電性を有する第2のトランジスタを
用い、第2の増幅器の出力によつて前記第2のト
ランジスタの導通状態を制御する構成とした特許
請求の範囲第1項記載の電流出力装置。 3 電圧制御手段として、スイツチングモードの
電源を用い、第2の増幅器の出力によつて前記電
源の出力電圧を制御する構成とした特許請求の範
囲第1項記載の電流出力装置。 4 分配器として、2出力のカレントミラー回路
を用いる構成とした特許請求の範囲第1項ないし
第3項のいずれかに記載の電流出力装置。 5 分配器として、第3のトランジスタを用い、
この第3のトランジスタのコレクタ及びエミツタ
を前記分配器の出力とする構成とした特許請求の
範囲第1項ないし第3項のいずれかに記載の電流
出力装置。[Claims] 1. A voltage control means connected to one end of the load, a current control transistor connected to the other end of the load, and a first current detection means for detecting an emitter current of the current control transistor. , a first amplifier for amplifying the error between the output signal of the first current detection means and the current command signal;
and a second amplifier that amplifies the difference between the output signals of the first and second current detecting means, the voltage being controlled by the output of the second amplifier. A current output device configured to control means. 2. Claims in which a second transistor having conductivity different from that of the current control transistor is used as the voltage control means, and the conduction state of the second transistor is controlled by the output of the second amplifier. The current output device according to item 1. 3. The current output device according to claim 1, wherein a switching mode power supply is used as the voltage control means, and the output voltage of the power supply is controlled by the output of the second amplifier. 4. The current output device according to any one of claims 1 to 3, which is configured to use a two-output current mirror circuit as a distributor. 5 Using a third transistor as a distributor,
4. The current output device according to claim 1, wherein the collector and emitter of the third transistor are configured to serve as the output of the distributor.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP367583A JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
US06/569,762 US4535276A (en) | 1983-01-12 | 1984-01-10 | Output circuit and brushless motor using the same |
GB08400669A GB2135483B (en) | 1983-01-12 | 1984-01-11 | Output circuit and brushless motor using the same |
DE19843401055 DE3401055A1 (en) | 1983-01-12 | 1984-01-12 | DRIVER CIRCUIT AND THIS BRUSHLESS MOTOR USING |
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JP367583A JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
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JPS59128617A JPS59128617A (en) | 1984-07-24 |
JPH0443285B2 true JPH0443285B2 (en) | 1992-07-16 |
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Family Applications (1)
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JP367583A Granted JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
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-
1983
- 1983-01-12 JP JP367583A patent/JPS59128617A/en active Granted
Also Published As
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JPS59128617A (en) | 1984-07-24 |
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