JPS59128617A - Output device of current - Google Patents
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- JPS59128617A JPS59128617A JP367583A JP367583A JPS59128617A JP S59128617 A JPS59128617 A JP S59128617A JP 367583 A JP367583 A JP 367583A JP 367583 A JP367583 A JP 367583A JP S59128617 A JPS59128617 A JP S59128617A
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- G05F1/59—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電磁石、電磁式アク・チュエータ、或はリニ
ア七−夕等に電流を供給する電流出力装置忙関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a current output device for supplying current to an electromagnet, an electromagnetic actuator, a linear Tanabata, or the like.
従来例の構成とその問題点
負荷電流を指令信号で制御する電流出力装Ｎは上記の産
業分野で多く利用されている。トランジスタを用いた代
表的な構成の従来例を第１図に示す。トランジスタ（Ｔ
ｒｙ ）は電流制御トランジスタであり、その１三ツタ
電流を電流検出抵抗（Ｒ１）で検出する。電流指令信号
（ａ）と電流検出信号（ｂ）との誤差を差動増幅器（１
）で増幅し、トランジスタ（Ｔｒｙ）のベースを躯！１
ノシて、エミッタ電流を電流指令信８（ａ）に追従させ
る。トランジスタ（Ｔｒｙ）のコレクタ忙は負荷（２）
が接続されている。トランジスタ（Ｔｒｙ）の消費電力
を少なくするとともに、トランジスタ（Ｔｒｙ）の飽和
を避けるため姥、コレクタの電圧を基準電源（３）の電
圧に追従するよう、トランジスタ（Ｔｒｙ）と増幅器（
４）とが負荷（２）の電源側電圧を制御する。基準電源
（３）の電圧を適当な値に設定することによ沙、トラン
ジスタ（Ｔｒｙ）が飽和しない動作点を選ぶことができ
る。しかし、第１図の構成では次の欠点を有する。すな
わち、トランジスタ（Ｔｒｙ）の飽和しないコレクタ・
１３９２間電圧（ｖＣＥ）は、負荷電流、トランジスタ
温度、トランジスタのバラッ＋等によって変化するため
、基準電圧の設定を高目にするか、或ｔよ、これらの変
ｕ１要因に追従させなければならない。基準電圧を高目
に設定すると、トランジスタ（Ｔｒｙ）のＶＣＥが大き
くなり、消費電力が増加する。又、基準電圧を変動要因
に追従させるためには、回路構成が複雑になり、コスト
アラ−ｊＫつながるため、工業的には不利である。Conventional configuration and its problems The current output device N that controls the load current using a command signal is widely used in the above-mentioned industrial fields. FIG. 1 shows a conventional example of a typical configuration using transistors. Transistor (T
ry) is a current control transistor, and its one-point current is detected by a current detection resistor (R1). The error between the current command signal (a) and the current detection signal (b) is calculated using a differential amplifier (1
) to amplify the base of the transistor (Try)! 1
Then, the emitter current is made to follow the current command signal 8(a). The busy collector of the transistor (Try) is the load (2)
is connected. In order to reduce the power consumption of the transistor (Try) and to avoid saturation of the transistor (Try), the transistor (Try) and amplifier (
4) controls the power supply side voltage of the load (2). By setting the voltage of the reference power supply (3) to an appropriate value, it is possible to select an operating point at which the transistor (Try) is not saturated. However, the configuration of FIG. 1 has the following drawbacks. In other words, the collector of the transistor (Try) is not saturated.
The voltage between 1392 and 1392 (vCE) varies depending on the load current, transistor temperature, transistor variations, etc., so the reference voltage must be set high or it must be made to follow these varying factors. . When the reference voltage is set high, the VCE of the transistor (Try) becomes large and power consumption increases. Furthermore, in order to make the reference voltage follow the fluctuation factors, the circuit configuration becomes complicated, leading to cost errors, which is disadvantageous from an industrial perspective.
発明の目的
本発明を士上記従来の欠点を解消するもので、最小の消
費電力の制御トランジスタで負荷電流を制御できる電流
出力装置を提供するこ吉を目的とする。OBJECTS OF THE INVENTION It is an object of the present invention to solve the above-mentioned conventional drawbacks and to provide a current output device that can control load current with a control transistor that consumes minimal power.
発明の構成
Ｅ記目的を淳するため、木発１］の電流出力装置け、負
荷の一端に接続された電圧制御手段と、前記負荷の他端
に接続された電流制御トランジスタと、この電流制御ト
ラ−Ｊジスタのエミッタ電流を検出する第１の電流検出
手段と、この第１の電流検出手段の出力信号と電流指令
信号との誤差を増幅する第１の増幅器と、この第１の増
幅器の出力を前記電流制御トうンジスタのベース並びに
第２の電流検出手段へ分配する分配器と、前記第１及び
第２の電流検出手段の出力信号の差を増幅する第２の増
幅器とを備え、前記第２の増幅器の出力によって前記電
圧制御手段を制御する構成としたものである。、
かかる構成によれば、電流制御トランジスタの１三ツタ
電流とベース電流との比を常に一定に保つことができ、
電流制御トランジスタの飽和しない最小のコレクタ・１
３９２間電圧における動作点を常に維持しながら、指令
信号に追従する電流を出力することが可能となる。Structure of the Invention In order to accomplish the object described in item E, a current output device according to the present invention includes a voltage control means connected to one end of a load, a current control transistor connected to the other end of the load, and a current control means for controlling the current. a first current detection means for detecting the emitter current of the transistor J transistor; a first amplifier for amplifying the error between the output signal of the first current detection means and the current command signal; comprising a distributor that distributes the output to the base of the current control transistor and second current detection means, and a second amplifier that amplifies the difference between the output signals of the first and second current detection means, The voltage control means is controlled by the output of the second amplifier. According to such a configuration, the ratio between the current control transistor's current and the base current can always be kept constant,
Minimum non-saturated collector of current control transistor 1
It becomes possible to output a current that follows the command signal while always maintaining the operating point at the voltage between 392 and 392.
実施例の説明
以下、本発明の一実施例について、図面に基づいて説明
する。第２図は電流出力装置の回路図で、第１図に示す
構成要素と同一の構成要素には同一符号を付している。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a circuit diagram of the current output device, in which the same components as those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
ＮＰＮｆ−ランジスタ（Ｔｒｙ）とＰＮＰ トランジス
タ（Ｔｒ諺）とのコレクタ間に負荷（２）が接続され、
トランジスタ（Ｔｒｙ）の１三ツタけ・電流検出用の抵
抗（Ｒ１）を介して接地されていると共に、電流出力型
差動増幅器（１） （５）の反転側入力端に接続されて
いる。増幅器（１）の出力信号（Ｃ）はタイオード接続
されたＰＮＰ ｌ−ラシジスタ（Ｔｒｉ）の］レレフに
接続されている。ＰＮＰ）ランジスタ（Ｔｒｎ）（Ｔｒ
ｓ）のベースは共にトランジスタ（Ｔｒｊ）のベースに
接続され、トランジスタ（Ｔｒａ ）〜（Ｔｒｓ）のエ
ミッタはそれぞれ抵抗（Ｒ２）〜（Ｒ４）を介して電源
へ接続され、ガしント三う−を構成している。トランジ
スタ（Ｔｒ４）のコレクタはトランジスタ（Ｔｒｙ）の
ベースに接続され、トランジスタ（Ｔｒｓ）のコレクタ
け、電流検出抵抗（Ｒ，）を介して接地されていると共
に、増幅器（５）の非反転側入力端に接続されている。A load (2) is connected between the collectors of the NPNf transistor (Try) and the PNP transistor (Tr),
It is grounded via a current detection resistor (R1) of the transistor (Try), and is also connected to the inverting side input terminal of the current output type differential amplifier (1) (5). The output signal (C) of the amplifier (1) is connected to the ]relev of a diode-connected PNP l-lasis resistor (Tri). PNP) transistor (Trn) (Tr
The bases of the transistors (Trj) are both connected to the base of the transistor (Trj), and the emitters of the transistors (Tra) to (Trs) are connected to the power supply via the resistors (R2) to (R4), respectively. It consists of The collector of the transistor (Tr4) is connected to the base of the transistor (Try), the collector of the transistor (Trs) is grounded via the current detection resistor (R,), and the non-inverting input of the amplifier (5) is connected to the base of the transistor (Try). connected to the end.
トランジスタ（Ｔｒｙ）のベースは増幅器（５）の出力
端に接続され、エミッタは電源端子（６）に接続されて
いる。増幅器（１）の非反転側入力端は負荷電流指令信
号入力端子（７）に接続されている。The base of the transistor (Try) is connected to the output terminal of the amplifier (5), and the emitter is connected to the power supply terminal (6). A non-inverting input terminal of the amplifier (1) is connected to a load current command signal input terminal (7).
次に動作を説明する。トランジスタ（Ｔｒｙ）のエミッ
タ電流が抵抗（Ｒ１）に流れて電圧ｖＩを発生する。Next, the operation will be explained. The emitter current of the transistor (Try) flows through the resistor (R1) and generates a voltage vI.
入力端子（７）の電圧ｖ２とＶ＋との差が増幅器（１）
で増幅され、トランジスタ（Ｔｒｓ）〜（Ｔｒｉ）で構
成される電流分配器（８）によって、出力ω）と出力（
ｅ）とに分配される。出力（ｄ）はトランジスタ（Ｔｒ
ａのベースに印加されているから、負帰還ループによっ
てＶ＋とｖ２とは等しい電圧となるようにトランジスタ
（ＴｒＩ）のベース電流Ｌ＋ｂが流れる。今、抵抗（Ｒ
１）及び抵抗（ａ）の値をそれぞれＲ＋ 、Ｒｓとし、
抵抗（Ｒ１）〜＠４）の侑がそれぞれ等しいとする。ト
ランジスタ（Ｔｒｉ）へ充分にベース電流が供給されて
いない状態、すなわち、負荷（２）の電流であるトラン
ジスタ（Ｔｒｙ）のコレクタ電流Ｔｓｃがトランジスタ
（Ｔｒｙ）のコレクタ電流Ｌｃより小さい時は、トラン
ジスタ（ＴｒＩ）のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥけ
低くなり、トランジスタ（Ｔｒ、）は飽和に近づいて電
流増幅率（ｈｐＥミＩｌｃ／Ｌ ｂ）は低下する。従っ
て、ｖｌとｖ２との差を等しくするためにＩｔｂが増加
する。一方、抵抗（Ｒ，）へもＩｔｂと同じ値の電流か
カレントミラーによって分配されているから、抵抗（Ｒ
ｓ）の電圧Ｖ、けＶｓ ＝ Ｉ＋ ｂ Ｘ Ｒｓ
となる。トランジスタ（Ｔｒｙ）のｌ：ツタ電流をＩｃ
ｅとすると、Ｖｌけ
Ｖ＋ ＝ Ｉ＋ ｅ Ｘ Ｒ＋
となる。増幅器（５）はｖｌとＶ、との差を増幅して、
トランジスタ（Ｔｒｙ）のベースを駆動するから、Ｖｓ
＞ ％％の時は増幅器（５）の出力は増加してトラン
ジスタ（ＴｒＩ）のコレクタ電流１ｚｃも増加する。こ
の結果、トランジスタ（ＴｒＩ）のコレクタ・エミッタ
間電圧ＶＣＥか上昇してｈＦＥも大きくなる。すると、
ｖＩを発生するに必要なベース電流１＋ｂは減少し、ｖ
３も減少してＶ＋に近づき、やがては等しくなる状彪で
安定する。この負帰還ループによって、Ｖｓ＝Ｖ＋が保
持されるから、
１＋ ｂ Ｘ Ｒｓ ” Ｉ＋ ｅ Ｘ Ｒ＋ゐ
Ｒ＋
となり、トランジスタ（ＴｒＩ） ｈ ＲｓとＲ３とで
決まるｈＦＥとなるＶＣＩＣで動作し、電流指令値４＋
（ａ）に応じて負荷（２）に電流を出力することになる
。The difference between the voltage v2 and V+ at the input terminal (7) is the amplifier (1)
The output ω) and the output (
e) distributed between. The output (d) is a transistor (Tr
Since it is applied to the base of transistor (TrI), the base current L+b of the transistor (TrI) flows due to the negative feedback loop so that V+ and v2 become equal voltages. Now the resistance (R
1) and the values of resistance (a) are R+ and Rs, respectively,
It is assumed that the resistances (R1) to @4) have the same value. When a sufficient base current is not supplied to the transistor (Tri), that is, when the collector current Tsc of the transistor (Try), which is the current of the load (2), is smaller than the collector current Lc of the transistor (Try), the transistor (Tri) The collector-emitter voltage VCE of the transistor (TrI) becomes lower, the transistor (Tr,) approaches saturation, and the current amplification factor (hpE-Ilc/Lb) decreases. Therefore, Itb increases to equalize the difference between vl and v2. On the other hand, since the current of the same value as Itb is distributed to the resistor (R,) by a current mirror, the resistor (R,)
s) voltage V, keVs = I+ b X Rs. l of transistor (Try): Ic is the ivy current
When it is assumed that e is Vl, V+ = I+ e X R+. The amplifier (5) amplifies the difference between vl and V,
Since it drives the base of the transistor (Try), Vs
>%%, the output of the amplifier (5) increases and the collector current 1zc of the transistor (TrI) also increases. As a result, the collector-emitter voltage VCE of the transistor (TrI) increases and hFE also increases. Then,
The base current 1+b required to generate vI decreases, and v
3 also decreases and approaches V+, and eventually stabilizes in a state where they become equal. This negative feedback loop maintains Vs=V+, so it becomes 1+ b 4+
A current is output to the load (2) according to (a).
第３図はトランジスタ（ＴｒＩ）のＶＣＥとｈＦＥとの
関係をＩＩｅをパラメータとして描いたものである。FIG. 3 depicts the relationship between VCE and hFE of a transistor (TrI) using IIe as a parameter.
第８図かられかるように、ｈＦＥを一定に保った場合ｔ
：ｔＩ＋ｅが大きくなるほどＶＣＥも大きくなる。これ
は、ｈＦＥを適当に選ぶことにより、トランジスタ（Ｔ
ｒＩ）を飽和直前の動作点で動作させ得ることを示す。As shown in Figure 8, when hFE is kept constant, t
: The larger tI+e, the larger VCE. This can be achieved by selecting an appropriate hFE.
rI) can be operated at an operating point just before saturation.
たとえば、ｈＦＥをＨで一定とし、ＩｓｅがＩ（ｅの時
、飽和直前のＶＣＥがＶ′であるとすれば、ＩｌｅがＩ
ｒｅに増加した時はＶＣＥも■“に増加し、ｈｅがＩＦ
ｅになるとＶＣＥもｙ＋／／になって、常に飽和直前の
動作点で動作することになる。この状態は素子のバラッ
士、温度に応じて自動的に変化する。したがって、＆と
Ｒ１の値を選ぶことによって、トランジスタ（ＴｒＩ）
のＶＣＥを必要最小値に保つことができ、トランジスタ
（ＴｒＩ）による消費電力を極めて小さくすることがで
きる。また、カレントミラーの１三ツタ抵抗（Ｒ１）〜
（Ｒ４）の比を変えることによって、トランジスタ（Ｔ
ｒａ＞ （Ｔｒｉ）のコレクタ電流、即ち、分配器（８
）の分配比を変えることができ、丸、Ｒ１の比と共にｈ
ＦＥを任意に設定することができる。For example, if hFE is constant at H and Ise is I(e, VCE just before saturation is V', then Ile is I
When re increases, VCE also increases to ■“, and he becomes IF
When it reaches e, VCE also becomes y+//, and it always operates at the operating point just before saturation. This state changes automatically depending on the temperature and temperature of the element. Therefore, by choosing the values of & and R1, the transistor (TrI)
VCE of can be kept at the required minimum value, and power consumption by the transistor (TrI) can be extremely reduced. In addition, the current mirror's 1-triangle resistor (R1) ~
By changing the ratio of (R4), the transistor (T
collector current of ra> (Tri), i.e., the collector current of the distributor (8
) can change the distribution ratio of circle, h along with the ratio of R1
FE can be set arbitrarily.
次に第４図を用いて本発明の他の実施例の説明を行う。Next, another embodiment of the present invention will be explained using FIG.
トランジスタ（ＴｒＩ）、抵抗（Ｒ１）、増幅器（１）
分配器（８）、抵抗（Ｒｓ）、増幅器（５）の入力側の
それぞれの接続関係はＲ６２図に示す実施例と同じであ
るので説明を省略する。増幅器（５）の出力はスイッチ
ンジ七−ド電源（９）の制御回路０１へ印加され、スイ
ッチングトラ−Ｊジスタ（Ｔｒ＠）の導通状態制御の入
力となる。トランジスタ（Ｔｒａ）のコレクタはダイオ
ード（Ｄｌ）とコイル（Ｌｌ）の一端に接続されている
。コイル（Ｌυの他端はコンデンサ（Ｃ＋）に接続され
、スイッチンク七−ド電源（９）の出力となり、負荷（
２）の一端が接続されている。負荷（２）の他端はトラ
ンジスタ（ＴｒＩ）のコレクタに接続されている。Transistor (TrI), resistor (R1), amplifier (1)
The connection relationships on the input sides of the divider (8), the resistor (Rs), and the amplifier (5) are the same as in the embodiment shown in Figure R62, and therefore their explanation will be omitted. The output of the amplifier (5) is applied to the control circuit 01 of the switching power supply (9), and becomes an input for controlling the conduction state of the switching transistor J transistor (Tr@). The collector of the transistor (Tra) is connected to one end of a diode (Dl) and a coil (Ll). The other end of the coil (Lυ) is connected to the capacitor (C+), which becomes the output of the switching seven-mode power supply (9), and the load (
2) One end is connected. The other end of the load (2) is connected to the collector of the transistor (TrI).
いま、スイッ予ンＩ）七−ド電源（９）の出力電圧が低
く、トランジスタ（ＴｒＩ）のＶＣＥが低い時は、前述
と同様の動作によって増幅器（５）の出力が増加する。Now, when the output voltage of the switch I)7-mode power supply (9) is low and the VCE of the transistor (TrI) is low, the output of the amplifier (5) increases by the same operation as described above.
この出力は、制御回路ａＯを駆動して、トランジスタ（
Ｔｒａ）の導通時間を長くし、スイッチングモード電源
（９）の出力電圧を上昇させるように働く。従って、負
帰還ループが構成され、トランジスタ（ＴｒＩ）のｖｃ
Ｅ＃ｉ、分酬器（８）、抵抗（Ｒｓ ） 及Ｕ 抵抗（
Ｒ＋ ） テ定まる。 ｈＦＥが一定となる値に保持さ
れ、トランジスタ（Ｔｒｙ）の消費電力は必要最小限と
なって負荷（２）に電流を出力することができる。This output drives the control circuit aO, and the transistor (
It works to lengthen the conduction time of Tra) and increase the output voltage of the switching mode power supply (9). Therefore, a negative feedback loop is formed, and the vc of the transistor (TrI)
E#i, divider (8), resistance (Rs) and U resistance (
R+) Te is determined. hFE is held at a constant value, the power consumption of the transistor (Try) becomes the minimum necessary, and current can be output to the load (2).
第５図は本発明に用いる分配器の他の実施例を示す。ト
ランジスタ（Ｔｒｙ）が分配器συを構成し、入力はト
ランジスタ（ｒｒｙ）のベースに印加される。トランジ
スタ（Ｔｒｙ）の１三ツタはトランジスタ（Ｔｒｔ）の
ベースに接続され、トラ、７．；スタ（Ｔｒｙ）のコレ
クタはカレシトミラートランジスタ（Ｔｒａ） （Ｔｒ
ｅ）のベースに接続されている。カレシトミラートラン
ジスタ（Ｔｒｅ）のコレクタけ、抵抗ＣＲ，’）を介し
て接続されている。トランジスタ（Ｔｒｙ）のベース電
流ヲＩｙｂエミッタ電流をＩｙｅ、コレクタ電流をＩｙ
ｃ 、電流増幅率をｈｉｒＥ７とすると
Ｉｙ ｅ ” （１＋ ｈｐＢ、 ） Ｉｙ ｂＶｓ
” ｈＦＥ７ ・Ｉ７ ｂ Ｘ Ｒｓとなる。従って、
１ ＋ ｈｐｇ。FIG. 5 shows another embodiment of the distributor used in the present invention. A transistor (Try) constitutes a distributor συ, and an input is applied to the base of the transistor (rry). 7. The transistor (Try) is connected to the base of the transistor (Trt); ; The collector of the star (Try) is a kareshitomirror transistor (Tra) (Tr
e) is connected to the base of The collector of the mirror transistor (Tre) is connected via a resistor CR,'). The base current of the transistor (Try) is Iyb, the emitter current is Iye, and the collector current is Iy
c, if the current amplification factor is hirE7, Iy e” (1+hpB, ) Iy bVs
” hFE7 ・I7 b X Rs. Therefore, 1 + hpg.
となり、￥Ｊ２図を用いて説明した動作と同様の動作に
よって、トランジスタ（Ｔｒｙ）のＶＣＥを必要最小値
に設定できる。Therefore, the VCE of the transistor (Try) can be set to the required minimum value by an operation similar to that described using the ¥J2 diagram.
なお、第２図においてトランジスタ（Ｔｒｙ）を工三ッ
タホ０アとして動作させるか、或は、トランジスタの導
伝性を変えるなど、本発明の主旨を変えずに、種々の変
形、応用が可能なことは勿論である。In addition, various modifications and applications can be made without changing the gist of the present invention, such as operating the transistor (Try) as a transistor in FIG. 2 or changing the conductivity of the transistor. Of course.
発明の詳細
な説明したように本発明によれば、簡単な構成によって
、電流制御トランジスタを常に一定の直流電流増幅率で
動作させ、温度特性、素子のバラッ士に応じて、消費電
力を必要最小限に設定し得、その工業的利用価値はきわ
めて大である。As described in detail, according to the present invention, with a simple configuration, the current control transistor is always operated at a constant DC current amplification factor, and the power consumption is minimized depending on the temperature characteristics and the variation of the elements. It can be set up in a limited range, and its industrial value is extremely large.
第１図は従来の電流出力装置の回路図、第２図は本発明
の一実施例における電流出力装置の回路図、第３図は電
流制御トランジスタのＶＣＥとｈＦＥとの関係の説明図
、第４図は別の実施例における電流出力装置の回路図、
第５図はさらに別の実施例における分配器の回路図であ
る。
（１） （５）・・・増幅器、（２）・・・負荷、（８
）・・・分配器、（９）・・・スイッチンジモードの電
源、（Ｔｒｙ）・・・電流制御トランジスタ、（Ｔｒｙ
）・・・トランジスタ、（Ｒ１）（Ｒ１１）・・・抵抗
。
代理人 森本義弘
（１！Ｉ −１０
符ｍ昭５９−１２８６１７ （５）FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional current output device, FIG. 2 is a circuit diagram of a current output device according to an embodiment of the present invention, FIG. 3 is an explanatory diagram of the relationship between VCE and hFE of a current control transistor, and FIG. Figure 4 is a circuit diagram of a current output device in another embodiment,
FIG. 5 is a circuit diagram of a distributor in yet another embodiment. (1) (5)...Amplifier, (2)...Load, (8
)...Distributor, (9)...Switching mode power supply, (Try)...Current control transistor, (Try
)...Transistor, (R1) (R11)...Resistor. Agent Yoshihiro Morimoto (1!I-10 mark m 1984-128617 (5)
Claims (1)
の他端に接続された電流制御トランジスタと、この電１
１Ｊ（ｌｌｌトランジスタの１三ツタ電流を検出する第
１の電流検出手段と、この第１の電流検出手段の出力信
号と電流指令信号との誤差を増幅する第１の増幅器と、
この第１の増幅器の出力を前記電流制御トランジスタの
ペース並びに第２の電流検出手段へ分配する分配器と、
前記１！１及び第２の電流検出手段の出力信号の差を増
幅する第２の増幅器とを備え、前記第２の増幅器の出力
によって前記電圧制御手段を制御する構成とした電流出
力装置。 ２、電圧制御手段として、電流制御トランジスタとけ異
なる導電性を有する第２のトランジスタを用い、第２の
増幅器の出力によって前記第２のトランジスタの導通状
態を制御する構成とした特許請求の範囲＠１項記載の電
流出力装置。 ３、電圧制御手段として、スイッチ、：／ジ七−ドの電
源を用い、第２の増幅器の出力によって前記電源の出力
電圧を制御する構成とした特許請求の範囲第１項記載の
電流出力装置っ ４、分配器として、２出力のカレントミラー回路を用い
る構成とした特許請求の範囲第１項ないし第３項のいず
れかに記載の電流出力装置。 ５、分配器として、第３のトランジスタを用い、この第
８のトランジスタのコレクタ及びエミッタを前記分配器
の出力とする構成とした特許請求の範囲第１項ないし第
８項のいずれかに記載の電流出力装置。[Claims] 1. A voltage control means connected to one end of the load, a current control transistor connected to the other end of the load, and a voltage control means connected to one end of the load;
a first current detection means for detecting the 13 current of the 1J(llll transistor); a first amplifier for amplifying the error between the output signal of the first current detection means and the current command signal;
a distributor that distributes the output of the first amplifier to the current control transistor pace and second current detection means;
A current output device comprising: a second amplifier for amplifying the difference between the output signals of the 1!1 and second current detection means, and configured to control the voltage control means by the output of the second amplifier. 2. A second transistor having a conductivity different from that of the current control transistor is used as the voltage control means, and the conduction state of the second transistor is controlled by the output of the second amplifier. Current output device described in Section 1. 3. The current output device according to claim 1, wherein a switch, :/di-7-mode power source is used as the voltage control means, and the output voltage of the power source is controlled by the output of the second amplifier. 4. The current output device according to any one of claims 1 to 3, which is configured to use a two-output current mirror circuit as a distributor. 5. The device according to any one of claims 1 to 8, wherein a third transistor is used as the distributor, and the collector and emitter of the eighth transistor are used as the output of the distributor. Current output device.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP367583A JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
| US06/569,762 US4535276A (en) | 1983-01-12 | 1984-01-10 | Output circuit and brushless motor using the same |
| GB08400669A GB2135483B (en) | 1983-01-12 | 1984-01-11 | Output circuit and brushless motor using the same |
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| US06/728,801 US4608524A (en) | 1983-01-12 | 1985-04-29 | Output circuit and brushless motor using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP367583A JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59128617A true JPS59128617A (en) | 1984-07-24 |
| JPH0443285B2 JPH0443285B2 (en) | 1992-07-16 |
Family
ID=11563993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP367583A Granted JPS59128617A (en) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | Output device of current |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59128617A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1118922A1 (en) * | 2000-01-19 | 2001-07-25 | ELMOS Semiconductor AG | Electrical circuit to control a load with two transistors |
| JP2019128191A (en) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | Power cycle test circuit |
-
1983
- 1983-01-12 JP JP367583A patent/JPS59128617A/en active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1118922A1 (en) * | 2000-01-19 | 2001-07-25 | ELMOS Semiconductor AG | Electrical circuit to control a load with two transistors |
| JP2019128191A (en) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | Power cycle test circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0443285B2 (en) | 1992-07-16 |
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