JPS6249833B2

JPS6249833B2 -

Info

Publication number: JPS6249833B2
Application number: JP55061798A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Tada; Juichi Kitano
Original assignee: Diesel Kiki Co Ltd
Current assignee: Bosch Corp
Priority date: 1980-05-12
Filing date: 1980-05-12
Publication date: 1987-10-21
Also published as: JPS56159979A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は直流電動機の回転数制御回路に関し、
更に詳言すれば直流電動機の起動電流も制限する
ことのできる直流電動機の回転数制御回路に関す
る。従来、車輛用空気調和装置の送風機の回転数制
御回路は、送風機の直流電動機の電機子巻線に直
列に制御用のトランジスタを接続し、前記制御用
のトランジスタへの入力電圧を変化させて、前記
制御用のトランジスタのエミツタ・コレクタ間電
圧を前記入力電圧により変化させ、電機子巻線に
印加される電圧を変化させて、直流電動機の回転
数を制御して、送風機の風量を調節していた。しかし上記の如き従来の回転数制御回路による
ときは、起動時に前記制御用のトランジスタに起
動電流が流れ、前記制御用のトランジスタを破壊
する。このために定格電流の大きなトランジスタ
を制御用のトランジスタとして用いねばならず、
トランジスタの形状が大きくなり、大きな取付ス
ペースを必要とする欠点があつた。またこのため
高価となる欠点があつた。本発明は上記にかんがみなされたもので、上記
の欠点を解消した直流電動機の回転数制御回路を
提供するものである。この目的は本発明によれば、直流電動機の電機
子巻線に直列に接続したトランジスタに並列に抵
抗を接続し、直流電動機の電源に時定数回路を接
続し、かつ前記電源投入時に前記時定数回路にて
定まる所定時間前記トランジスタをオフ状態にす
る遮断回路を接続し、前記電流の投入から前記所
定時間、前記抵抗を通して電機子電流を流すこと
により達成される。以下、本発明を実施例により説明する。第１図は本発明の直流電動機の回転数制御回路
の一実施例の回路図である。また本実施例は車輛
用空気調和装置の送風機の直流電動機の回転数制
御回路の例である。Ｂは電圧＋Ｖ_CCの電圧が印加される電源端子で
あり、INは回転数制御用の入力電圧（以下、単
に入力電圧と記す）が印加される入力端子であ
り、１は直流電動機の電機子巻線である。ここで
直流電動機の磁極はたとえばフエライトからなる
永久磁石である。電機子巻線１と、ダーリントン接続したトラン
ジスタ２と３とからなる制御用のトランジスタ４
とを直列に接続して電源＋Ｖ_CCに接続する。また
制御用のトランジスタ４に並列に抵抗５を接続す
る。６は演算増幅器で非反転入力端子に抵抗９と１
０とで電源＋Ｖ_CCを分圧した電圧を印加し、演算
増幅器６の出力端子の電圧はトランジスタ７とエ
ミツタ抵抗８とからなるエミツタホロワに入力
し、該エミツタホロワの出力は制御用トランジス
タ４に入力する。一方、電源＋Ｖ_CCにコンデンサ１１と抵抗１２
と抵抗１３とを直列接続した時定数回路を接続
し、該時定数回路の抵抗１３に印加される電圧
を、カスケード接続したトランジスタ１４と１７
とからなる遮断回路を構成するトランジスタ１４
のベースに印加し、トランジスタ１４のコレクタ
出力を抵抗１５と１６とで分圧してトランジスタ
１７のベースに印加し、トランジスタ１７のコレ
クタ出力はトランジスタ２のベースに印加する。
また、抵抗５の電圧は帰環抵抗１９を通して演算
増幅器６の反転入力端子に帰還する。なお、１８は演算増幅器６に入力抵抗であり２
０および２１は逆流防止用のダイオードであり、
２２は演算増幅器６の発信防止用のコンデンサで
ある。つぎに上記の如く構成した本実施例の作用につ
いて説明する。まず定常状態においては、コンデンサ１１に電
流は流れていない。従つてトランジスタ１４と１
７とからなる遮断回路はトランジスタ１４および
１７はオフ状態で作用しないために遮断回路は除
外してよい。従つて演算増幅器６の出力電圧は、トランジス
タ７からなるエミツタホロワを通して、制御用ト
ランジスタ４に入力される。そこで制御用トラン
ジスタ４のエミツタ・コレクタ間電圧Ｖ_CE4が制
御され、電圧Ｖ_CE4は演算増幅器６の入力電圧か
ら前記非反転入力端子に印加された電圧を差引い
た値に従つて増減する。いま入力電圧をＶ_IN、演算増幅器６の非反転入
力端子の電圧をＶ_S、演算増幅器６の出力端子と
トランジスタ７のエミツタ間の電圧をＶ_BE1、ト
ランジスタ２のエミツタとトランジスタ７のエミ
ツタ間の電圧をＶ_BE2、トランジスタ２のエミツ
タの電圧をＶ_C、演算増幅器６の出力端子の電圧
をV₀とすれば、Ｖ_C＝V₀＋Ｖ_BE2−Ｖ_BE1 Ｖ_C＝Ｒ_ｆ／Ｒ_Ｓ（Ｖ_S−Ｖ_IN）＋Ｖ_S の関係が成立する。ここでＲ_Sは抵抗１８の抵抗値であり、Ｒ_fは抵
抗１９の抵抗値である。そこで電機子巻線１に印加される電圧Ｖ_AはＶ_A＝Ｖ_CC−Ｖ_C となり、入力電圧Ｖ_INによつて直流電動機の回転
数は制御される。つぎに、電源＋Ｖ_CCの印加時の作用について説
明する。電源＋Ｖ_CCを印加した瞬間には電機子は勿論回
転していない。電源＋Ｖ_CCの印加の瞬間から、コ
ンデンサ１１、抵抗１２および１３からなる時定
数回路の時定数で定まる時間、トランジスタ１４
はオン状態となる。従つてトランジスタ１７もオ
ン状態となる。すなわちトランジスタ１４と１７
とからなる遮断回路は作用して、トランジスタ２
のベースにほぼ電源＋Ｖ_CCが印加され、トランジ
スタ２および３をトランジスタ１７がオンとなつ
ている期間オフ状態にする。従つて第２図に示す
如く起動電流Ｉ_Sは抵抗５にのみ流れ、前記時定
数回路の時定数により定まる前記期間中、電機子
電流Ｉ_M1は抵抗５のみを流れる。また起動電流は
抵抗５の存在により制限される。さらにまた、時
定数により定まる前記期間の経過した時刻t₁にお
いて、トランジスタ１４および１７はオフ状態と
なりトランジスタ２および３はオフ状態からオン
状態となり、入力電圧により制御される状態とな
る。この場合、一般に抵抗５にのみ流れている電
流Ｉ_M1による直流電動機の回転数は、入力電圧に
より制御される回転数とは異なるため、時刻t₁に
おいて再び入力電圧により定まる回転数の場合の
電流Ｉ_M3より多い電流Ｉ_M2まで流れ、その后、電
流Ｉ_M3となり前記した定常状態となる。なお第２
図においてt₀は電源＋Ｖ_CCを印加した瞬間の時刻
である。そこで上記に説明した如く電源＋Ｖ_CC印加時の
起動電流は抵抗５にのみ流れ、制御用トランジス
タには電源＋Ｖ_CCの印加時の起動電流が流れるこ
とはなくなり、かつ定常状態においても電機子電
流の一部は抵抗５を通して流れるために、制御用
トランジスタ４、特にトランジスタ３の容量は小
さくてすむ。つぎに本発明の一実施例を車輛用空気調和装置
の送風機用直流電動機に適用した場合について説
明する。車輛用空気調和装置の送風機の風量は、車室内
温度が適当なときは所定の風量であり、車室内温
度を冷却するときは前記所定の風量から増加し、
また車室内温度を加熱するときも前記所定の風量
から増加するように制御するのが普通である。こ
のため送風機用直流電動機の回転数は第３図に示
す如くに制御される。第３図において、横軸は空
気調和装置の吹出空気温度でありＣは冷却側を、
Ｈは加熱側を示し、縦軸は回転数を示している。そこで第１図に示した本発明の一実施例を上記
の送風機用直流電動機に適用した場合、入力端子
INに印加する入力電圧のパターンを後述する第
４図のＩ_C線形とし、抵抗５の抵抗値を、制御用
トランジスタ４がオフ状態のとき第３図の回転数
N₁に対応する電機子電流を流すように選定す
る。従つて、制御用トランジスタ４はオフ状態
で、トランジスタ２のエミツタの電圧は回転数
N₁に対応する電圧となり、電機子電流は総て抵
抗５を流れ、制御用トランジスタ４に電機子電流
は流れない。また、風量を増加する場合は入力電圧を上昇さ
せて反転増幅器６の出力電圧を低下させれば制御
用トランジスタ４の導通度が増し、また電機子電
流の一部は抵抗５に分流する。従つて抵抗５に流れる電流をＩ_R、制御用トラ
ンジスタ４に流れる電流をＩ_Cとすれば、第３図
のパターンに対する電流Ｉ_R、Ｉ_C、電圧Ｖ_Cは第
４図に示す如くになる。第４図から明らかな如くトランジスタ３が最大
電力を消費するのは風量を車室温度を冷却または
加熱する場合の風量増加範囲の中間点近傍にな
り、またトランジスタ３は送風機の送風により冷
却されることにより、トランジスタ３は容量が小
さくてすみ、また放熱器も小型でよくなる。また、本実施例では演算増幅器６の入力信号が
第４図Ｉ_C線のパターンと同形であると説明した
が、演算増幅器６を二つ用い、それぞれの演算増
幅器を、一方は反転、他方を非反転増幅器として
第４図のパターンを構成しても良い。以上説明した如く本発明によれば、直流電動機
の電源投入時の起動電流は電機子巻線に直列に接
続した抵抗により制限され、かつ直流電動機の回
転数制御用トランジスタに流れることはないた
め、制御用トランジスタに定格電流の大きいトラ
ンジスタを用いる必要もなく、取付スペースも小
さくなり、安価となる効果がある。さらにまた、回転数制御用トランジスタは入力
電圧を増幅する演算増幅器の出力電圧により制御
される。したがつて演算増幅器の入力抵抗、帰還
抵抗、バイアス用抵抗を選定することにより、入
力電圧一定時において、電源電圧の変動にかかわ
らず、モータの両端子間の電圧をほぼ一定に維持
することができる効果もある。 [Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a rotation speed control circuit for a DC motor,
More specifically, the present invention relates to a rotation speed control circuit for a DC motor that can also limit the starting current of the DC motor. Conventionally, a rotation speed control circuit for a blower in a vehicle air conditioner connects a control transistor in series with the armature winding of a DC motor of the blower, and changes the input voltage to the control transistor. The emitter-collector voltage of the control transistor is varied by the input voltage, and the voltage applied to the armature winding is varied to control the rotation speed of the DC motor and adjust the air volume of the blower. Ta. However, when using the conventional rotational speed control circuit as described above, a starting current flows through the control transistor at startup, destroying the control transistor. For this reason, a transistor with a large rated current must be used as a control transistor.
The disadvantage was that the size of the transistor became larger and required a larger installation space. This also resulted in the drawback of being expensive. The present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to provide a rotation speed control circuit for a DC motor that eliminates the above-mentioned drawbacks. According to the present invention, this purpose is achieved by connecting a resistor in parallel to a transistor connected in series to an armature winding of a DC motor, connecting a time constant circuit to a power source of the DC motor, and controlling the time constant when the power is turned on. This is achieved by connecting a cutoff circuit that turns off the transistor for a predetermined period of time determined by the circuit, and allowing armature current to flow through the resistor for the predetermined period of time after the current is applied. The present invention will be explained below using examples. FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a rotation speed control circuit for a DC motor according to the present invention. Further, this embodiment is an example of a rotation speed control circuit of a DC motor of a blower of a vehicle air conditioner. B is a power supply terminal to which a voltage of +V _CC is applied, IN is an input terminal to which an input voltage for rotation speed control (hereinafter simply referred to as input voltage) is applied, and 1 is a terminal for the armature of a DC motor. It is a winding. The magnetic poles of the DC motor are permanent magnets made of ferrite, for example. An armature winding 1 and a control transistor 4 consisting of Darlington-connected transistors 2 and 3.
Connect them in series and connect them to the power supply +V _CC . Further, a resistor 5 is connected in parallel to the control transistor 4 . 6 is an operational amplifier with resistors 9 and 1 connected to the non-inverting input terminal.
A voltage obtained by dividing the power supply +V _CC with 0 is applied, and the voltage at the output terminal of the operational amplifier 6 is input to an emitter follower consisting of a transistor 7 and an emitter resistor 8, and the output of the emitter follower is input to the control transistor 4 . . On the other hand, capacitor 11 and resistor 12 are connected to the power supply +V _CC
and a resistor 13 are connected in series, and the voltage applied to the resistor 13 of the time constant circuit is connected to the transistors 14 and 17 connected in cascade.
A transistor 14 constituting a cutoff circuit consisting of
The collector output of transistor 14 is voltage-divided by resistors 15 and 16 and applied to the base of transistor 17, and the collector output of transistor 17 is applied to the base of transistor 2.
Further, the voltage of the resistor 5 is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 6 through the return resistor 19. In addition, 18 is an input resistance to the operational amplifier 6, and 2
0 and 21 are diodes for preventing backflow,
22 is a capacitor for preventing the operational amplifier 6 from oscillating. Next, the operation of this embodiment configured as described above will be explained. First, in a steady state, no current flows through the capacitor 11. Therefore transistors 14 and 1
Since the transistors 14 and 17 do not function in the OFF state, the circuit 7 may be omitted. Therefore, the output voltage of the operational amplifier 6 is inputted to the control transistor 4 through the emitter follower made up of the transistor 7. Therefore, the emitter-collector voltage V _CE4 of the control transistor 4 is controlled, and the voltage V _CE4 increases or decreases in accordance with the value obtained by subtracting the voltage applied to the non-inverting input terminal from the input voltage of the operational amplifier 6. Now, the input voltage is V _IN , the voltage at the non-inverting input terminal of operational amplifier 6 is V _S , the voltage between the output terminal of operational amplifier 6 and the emitter of transistor 7 is V _BE1 , and the voltage between the emitter of transistor 2 and the emitter of transistor 7 is V S . If the voltage is V _BE2 , the voltage at the emitter of transistor 2 is V _C , and the voltage at the output terminal of operational amplifier 6 is V ₀ , then V _C = V ₀ + V _BE2 - V _BE1 V _C = R _f /R _S (V The relationship of _S - V _IN ) + V _S holds true. Here, R _S is the resistance value of the resistor 18 and R _f is the resistance value of the resistor 19. Therefore, the voltage V _A applied to the armature winding 1 becomes V _A =V _CC -V _C , and the rotation speed of the DC motor is controlled by the input voltage V _IN . Next, the effect when the power supply +V _CC is applied will be explained. Of course, the armature is not rotating at the moment when the power supply +V _CC is applied. From the moment of application of the power supply +V _CC , the time determined by the time constant of the time constant circuit consisting of the capacitor 11 and the resistors 12 and 13, the transistor 14
is in the on state. Therefore, transistor 17 is also turned on. That is, transistors 14 and 17
The interrupting circuit consisting of
Approximately the power supply +V _CC is applied to the base of , turning transistors 2 and 3 off while transistor 17 is on. Therefore, as shown in FIG. 2, the starting current I _S flows only through the resistor 5, and the armature current I _M1 flows only through the resistor 5 during the period determined by the time constant of the time constant circuit. Furthermore, the starting current is limited by the presence of the resistor 5. Furthermore, at time _t1 when the period determined by the time constant has elapsed, transistors 14 and 17 are turned off, transistors 2 and 3 are turned on from the off state, and are in a state controlled by the input voltage. In this case, the rotational speed of the DC motor due to the current I _M1 flowing only through the resistor 5 is generally different from the rotational speed controlled by the input voltage, so at time t ₁ the current when the rotational speed is determined by the input voltage again. The current flows up to I _M2 which is larger than I _M3 , after which the current becomes I _M3 and the above-mentioned steady state is reached. Furthermore, the second
In the figure, t ₀ is the instant when the power supply +V _CC is applied. Therefore, as explained above, the starting current when the power supply +V _CC is applied flows only to the resistor 5, and the starting current when the power supply +V _CC is applied does not flow to the control transistor, and even in the steady state, the armature current Since a portion of the current flows through the resistor 5, the capacitance of the control transistor 4, especially the transistor 3, can be small. Next, a case will be described in which an embodiment of the present invention is applied to a DC motor for a blower of a vehicle air conditioner. The air volume of the blower of the vehicle air conditioner is a predetermined air volume when the vehicle interior temperature is appropriate, and increases from the predetermined air volume when cooling the vehicle interior temperature,
Also, when heating the vehicle interior temperature, it is common to control the air volume to increase from the predetermined air volume. Therefore, the rotational speed of the blower DC motor is controlled as shown in FIG. In Fig. 3, the horizontal axis is the temperature of the air blown out from the air conditioner, and C represents the cooling side.
H indicates the heating side, and the vertical axis indicates the number of rotations. Therefore, when the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 is applied to the above-mentioned DC motor for blower, the input terminal
The pattern of the input voltage applied to IN is the I _C linear pattern shown in FIG. 4, which will be described later, and the resistance value of the resistor 5 is set to the rotation speed shown in FIG. 3 when the control transistor 4 is in the off state.
Select so that the armature current corresponding to N ₁ flows. Therefore, the control transistor 4 is in the off state, and the voltage at the emitter of the transistor 2 is equal to the rotation speed.
The voltage corresponds to _N1 , and all the armature current flows through the resistor 5, and no armature current flows through the control transistor 4. Further, when increasing the air volume, by increasing the input voltage and decreasing the output voltage of the inverting amplifier 6, the degree of conductivity of the control transistor 4 increases and a part of the armature current is shunted to the resistor 5. Therefore, if the current flowing through the resistor 5 is I _R and the current flowing through the control transistor 4 is I _C , then the current I _R , I _C and voltage V _C for the pattern shown in FIG. 3 will be as shown in FIG. 4. . As is clear from FIG. 4, transistor 3 consumes maximum power near the midpoint of the range of increase in air volume when cooling or heating the cabin temperature, and transistor 3 is cooled by air from the blower. As a result, the transistor 3 can have a small capacity, and the heat sink can also be made small. Furthermore, in this embodiment, it has been explained that the input signal of the operational amplifier 6 has the same shape as the pattern of the I _C line in FIG. The pattern of FIG. 4 may be configured as a non-inverting amplifier. As explained above, according to the present invention, the starting current when the DC motor is powered on is limited by the resistor connected in series with the armature winding, and does not flow to the rotation speed control transistor of the DC motor. There is no need to use a transistor with a large rated current as a control transistor, the installation space is reduced, and the cost is reduced. Furthermore, the rotational speed control transistor is controlled by the output voltage of an operational amplifier that amplifies the input voltage. Therefore, by selecting the input resistance, feedback resistance, and bias resistance of the operational amplifier, it is possible to maintain the voltage between both terminals of the motor almost constant when the input voltage is constant, regardless of fluctuations in the power supply voltage. There are some effects that can be achieved.

[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例の回路図。第２図は
本発明の一実施例の作用の説明に供する図。第３
図は車輛用空気調和装置の送風機の回転数制御の
一例を示す図。第４図は本発明の一実施例を第３
図に示す回転数制御の送風機に用いた場合の作用
の説明に供する図。１……電機子巻線、２，３，７，１４および１
７……トランジスタ、４……制御用トランジス
タ、５……抵抗、６……反転増幅器。 FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of an embodiment of the present invention. Third
The figure is a diagram showing an example of rotation speed control of a blower of a vehicle air conditioner. FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining the effect when used in the rotation speed controlled blower shown in the figure. 1... Armature winding, 2, 3, 7, 14 and 1
7...Transistor, 4 ...Control transistor, 5...Resistor, 6...Inverting amplifier.

Claims

[Claims]

1. In a DC motor rotation speed control circuit that connects a transistor in series to the armature winding of a DC motor and controls the rotation speed of the DC motor by changing the control voltage of the transistor, the input voltage is amplified, and an operational amplifier that changes the control voltage of the transistor with an output voltage; a resistor connected in parallel to the transistor; a time constant circuit connected to the power source of the DC motor; 1. A rotation speed control circuit for a DC motor, comprising: a cutoff circuit that turns off the transistor for a predetermined period determined by a time constant circuit.