JPH04372817A - デジタル出力を有する容量形センサ - Google Patents
デジタル出力を有する容量形センサInfo
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Abstract
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Description
量形センサに関する。
グ技術によりダイアフラムを形成し、そのダイアフラム
を圧力、加速度等の検出すべき物理量に応じて変位する
構造とし、そのダイアフラムと微小間隙を隔てた他の基
板との間でキャパシタを構成して、そのキャパシタの容
量を測定することで、物理量を測定するようにした容量
形センサが知られている。
c−fコンバータにより容量を周波数に変換し、その発
振出力をカウンタで測定することによって行われる。
容量形センサにおいては、キャパシタを構成するシリコ
ンとガラスの熱膨張率の違いにより接合部で歪みが発生
すること、c−fコンバータを構成するCMOS回路で
温度ドリフトが発生すること等の現象が発生する。この
ため、測定すべき物理量が変化しなくても、発振周波数
が温度に依存して変化し(ゼロ点温度特性)、また、一
定の検出すべき物理量の変化に対しても、発振周波数の
変化量が温度に依存して変化する(感度温度特性)こと
になり、温度変化による測定誤差が発生するという問題
がある。
より、出力の温度特性が最小となる特性を有する発振回
路を用いて温度補償する方法が用いられていた(特開平
2−130014号公報) 。図5にシュミットトリガ
を用いた温度補償可能な容量検出回路を示す。係る容量
検出回路においては、駆動電圧VDDにより、発振周波
数の温度特性を最小に出来る。図6に温度をパラメータ
とした時の駆動電圧に対する発振周波数の特性を示す。
点の温度補償は出来るが、感度の温度補償はできないと
いった欠点があった。また、補償されたゼロ点温度特性
(測定圧が印加されない場合の出力周波数と温度との関
係)が広い温度範囲でフラットではないため、補償でき
る温度範囲が狭いという欠点があった。
されたものであり、その目的とするところは、デジタル
出力を有する容量形センサにおいて、温度変化に起因す
る測定誤差を減少させることであり、より詳細には、感
度温度特性とゼロ点温度特性とを同時に補償し、且つ、
ゼロ点温度特性の温度に対する非直線性を改善すること
にある。
の発明の構成は、検出すべき物理量の変化によって変化
する容量を有する測定キャパシタと、測定キャパシタに
接続され、その測定容量に逆比例した周波数のパルス信
号を出力する測定周波数発生回路を有する容量形センサ
において、測定キャパシタと同様に構成され、検出すべ
き物理量によって変化しない基準容量を有する基準キャ
パシタと、基準キャパシタに接続され、測定周波数発生
回路と同様に構成され、その基準容量に逆比例した周波
数のパルス信号を出力する基準周波数発生回路と、基準
周波数発生回路の出力するパルス信号と、測定周波数発
生回路の出力するパルス信号とを所定時間加減算して、
その差を演算して検出すべき物理量に比例したデジタル
信号を出力する差演算回路とを設けたことである。又、
他の発明の構成は、上記構成の発明において、測定周波
数発生回路及び基準周波数発生回路は、最適な入力電圧
により、出力(周波数)の温度特性が最小になる特性を
有する発振回路を有し、測定周波数発生回路の出力は、
その出力(周波数)の感度温度特性が最小になるように
調整され、基準周波数発生回路の出力は、その出力(周
波数)と測定周波数発生回路の出力の差のゼロ点温度特
性が最小となるように調整されることで、デジタル出力
を測定すべき物理量に対し、独立に感度とオフセットの
調整を可能としたことである。又、他の発明の構成は、
上記構成の発明において、測定周波数発生回路及び基準
周波数発生回路は、それぞれ、測定キャパシタ及び基準
キャパシタを所定の2つの電圧レベル間で充放電させる
電界効果型トランジスタを有する定電流源回路と、その
充放電電流の温度特性を前記入力電圧に応じて変化させ
る電界効果型トランジスタを有する回路とから成ること
を特徴とする。
ャパシタに接続された測定周波数発生回路により、その
物理量に比例した周波数のパルス信号が発生される。一
方、物理量によって容量が変化しない基準キャパシタに
接続された基準周波数発生回路により、基準キャパシタ
の容量に逆比例した周波数のパルス信号が発生される。
適な入力電圧により、その出力の感度温度特性が最小と
なるように調整され、また、基準周波数発生回路の出力
は、最適な入力電圧により、その出力と測定周波数発生
回路の出力の差のゼロ点温度特性が最小となるように調
整される。この結果、基準周波数発生回路の出力周波数
と、測定周波数発生回路の出力周波数の差は、感度温度
特性及びゼロ点温度特性が最小となるように調整された
ものとなる。即ち、測定周波数発生回路で感度温度補償
を行ない、基準周波数発生回路でゼロ点温度補償を行う
ことで、独立に出力の感度及びゼロ点の温度補償が行え
る。
るため、その出力は検出すべき物理量に比例した、温度
特性の良好なデジタル信号となる。又、測定キャパシタ
と基準キャパシタ及び測定周波数発生回路と基準周波数
発生回路は同様に構成されるため、基準周波数と測定周
波数の差のゼロ点温度特性は、従来方法による測定周波
数単体でのゼロ点温度特性に対し、補償できる温度範囲
が広くなる。
明する。本実施例は圧力を検出する圧力センサに関する
。 (1)圧力センサ 図3は本発明に係る容量形圧力センサを示した平面図で
あり、図4は、図3のIV−IV線に沿った縦断面図で
ある。11は被測定圧力Pを受ける感圧ダイアフラム部
12を形成した上に電極13を形成した単結晶シリコン
から成る半導体基板であり、その半導体基板11上には
電極13の形成と同様に半導体製造技術を用いて一体的
に回路部14が形成されている。電極13は接続端子部
24を介して回路部14と接続されている。
る上部ガラス基板であり、電極13に対向する電極23
が形成されている。又、30は穴部25を有する下部ガ
ラス基板である。図4に示されたように、半導体基板1
1と上部ガラス基板21が接合されることにより、容量
型圧力センサ10の基準圧室15が形成されている。電
極13,23の平面方向に、その基準圧室15につなが
って、その電極13,23の周囲に補正室16が形成さ
れている。
両面において、電極13,23の周囲に補正電極17,
27が形成されている。電極13,23及び補正電極1
7,27は、接合された後においては、接続端子部24
等を介してそれぞれ回路部14と接続されている。
0においては、被測定圧力Pを感圧ダイアフラム部12
に受けるとその感圧ダイアフラム部12がたわむことに
より、基準圧室15で対向している電極13と電極23
との間隔が変化し、その容量が変化する。
電極17と補正電極27との間隔は、補正室16が剛体
の壁で構成されているので、感圧ダイアフラム部12が
被測定圧力Pを受けてもたわむことがなく変化しない。 このように、測定キャパシタCx は電極13、電極2
3、基準圧室15とで構成され、基準キャパシタCr
は補正電極17,27、補正室16とで構成されている
。
と補正室16とは同じ環境雰囲気中に存在する。従って
、基準キャパシタCr と測定キャパシタCx は、同
一の温度、同一の湿度、測定圧力によらない同一外乱、
基準キャパシタCr と測定キャパシタCx を満たす
媒体の誘電率の同一の変化を、それぞれ、受けている。 よって、基準キャパシタCr と測定キャパシタCx
のオフセット値( 測定圧が基準圧に等しい時の出力)
は等しくなる。又、そのオフセット値の温度特性も等
しくなる。
ウンタ32には基準クロック発振回路31の出力する所
定周波数のパルス信号が入力されている。又、カウンタ
32にはスパン設定回路34が接続されている。スパン
設定回路34は図1に示すように基準周波数発生回路5
0と測定周波数発生回路60の出力するパルス信号の数
を計測するための計測周期T(Ta=Tb)を決定する
回路である。カウンタ32はスパン設定回路34に設定
された値Tがロードされると共に、その後、そのロード
された値Tは基準クロック発振回路31の出力するパル
ス信号に同期して1づつ減算される。そして、カウンタ
回路32が零を越えた時に、信号T1は図2に示すよう
に立ち上がる。この基準クロック発振回路31は、キャ
パシタを基準となるものを使用する他、後述する基準周
波数発生回路50と同様に構成されており、同様に発振
周波数の温度依存性が少なくなるように電圧で補償され
ている。尚、温度依存性を少なくするためには、この回
路に水晶発振器を用いることもできる。
単に「ワンショット回路」という)33は、信号T1の
立ち上がりに同期した幅の狭いパルス信号T2を生成し
、その信号T2をタイミング回路35に出力する。タイ
ミング回路35は信号T2を入力して、図2に示すタイ
ミングで信号T3、T4、T5を発生する。信号T3は
、信号T2の立ち上がりに同期して立ち下がり、ローア
クティブのプリセット信号をカウンタ32及びカウンタ
36に出力して、両カウンタ32、36をプリセットす
る。又、信号T3はプリセット信号としての所定期間の
低レベルを継続した後、立ち上がる信号である。この信
号T3が高レベルとなる期間が上述した計測周期Tを決
定する。
して、信号T3の2倍の周期でレベルを反転する信号で
ある。この信号T5の1周期が、1回の圧力測定の1周
期を決定する。又、信号T5はアナログスイッチ41に
入力し、アナログスイッチ41は信号T5が高レベルの
期間、基準周波数発生回路50の出力をカウンタ36の
UP端子(加算端子)に通過させ、信号T5が低レベル
の期間、測定周波数発生回路60の出力をカウンタ36
のDOWN端子(減算端子)に通過させる。
の出力するパルス信号に同期して値を1づつ加算し、測
定周波数発生回路60の出力するパルス信号に同期して
値を1つづ減算する回路である。即ち、オフセット設定
回路39に設定された値N0 を初期値として、計測周
期Taの期間、基準周波数発生回路50の出力するパル
ス信号に同期して加算カウンタする。又、次の計測周期
Tbの期間は、測定周波数発生回路60の出力するパル
ス信号に同期して減算カウンタする。
即ち、計測周期Tbの終わり(圧力測定の1周期の終わ
り)に同期して、カウンタ36の現在値をラッチし、バ
ッファ回路40に出力する回路である。このバッファ回
路40の出力値が測定された圧力を表している。
ト設定回路39には値N0 が設定されており、信号T
3の立ち下がり時刻t1に同期して、値N0 がカウン
タ36に設定される。次に、時刻t2からカウンタ36
は基準周波数発生回路50の出力するパルス信号に同期
して値を1づつ加算する。今、測定周期Taの期間に基
準周波数発生回路50から発生されたパルス信号の数を
Naとすると、時刻t3におけるカウンタ36の現在値
は(N0 +Na)となる。
41は状態を変化させ、測定周波数発生回路60の出力
がカウンタ36のDOWN端子に入力される。そして、
カウンタ36は時刻t4から、測定周波数発生回路60
の出力するパルス信号によってその値の減算カウントを
開始する。そして、計測周期Tbの終了する時刻t5に
おいて、カンウタ36の現在値はラッチ回路37にラッ
チされる。この計測周期Tbにおいて、測定周波数発生
回路60の出力するパルス信号の数をNbとすると、時
刻t5において、ラッチ回路37にラッチされた値は(
N0 +Na−Nb)となる。
対する測定圧力となる。上記においてオフセット設定回
路39に設定される値N0 を変更することで、オフセ
ット値を自由に変更することが可能となる。
a、Nbは変化する。その変化量をΔa、Δbとし、外
部環境によっては変化しない成分をNa0,Nb0 と
する。即ち、 Na=Na0 +Δa Nb=Nb0 +Δb である。すると、測定値は次のようになる。 (N0 +Na−Nb)=(Na0 −Nb0
)+(Δa−Δb)+N0 温度変動等の外部環境に
より基準キャパシタCrと測定キャパシタCxの容量は
同じように変化する場合には、Δa=Δbである。従っ
て、 (N0 +Na−Nb)=(Na0 −Nb0 )+N
0 このようにして、測定値は、温度等の外部環境によ
って同じように変化する成分を除去することが可能であ
る。
周波数発生回路50と測定周波数発生回路60とは同一
構成であるため、測定周波数発生回路60について説明
する。図7は測定周波数発生回路60を示した回路図で
ある。トランジスタTr1,Tr4,Tr5 はp型M
OSトランジスタ、トランジスタTr2,Tr3,Tr
6,Tr7 は、n型MOSトランジスタである。又、
A1はシュミットトリガ回路、A2、A3はインバータ
回路、Cxは外部検出圧力に応じて静電容量の変化する
測定キャパシタである。
3 とTr7 は、それぞれ、カレントミラー回路を構
成し、入力電圧Vgによりソース・ドレイン間を流れる
電流が調整される。ここで、p型MOSトランジスタと
n型MOSトランジスタのドレイン電流は等しくなるよ
うに設計されている。トランジスタTr5 とトランジ
スタTr6 で構成されるC−MOSFETは、測定キ
ャパシタCxを充電又は放電するための回路である。
、電源VDDから、測定キャパシタCx、トランジスタ
Tr6 、トランジスタTr7 と電流が流れて、測定
キャパシタCxの電源VDD から充電され、測定キャ
パシタCxの一端の電位VXは、充電電流の大きさと測
定キャパシタCxの容量との比で決定される傾きで減衰
する。
時には、測定キャパシタCxに充電された電荷はトラン
ジスタTr4 、トランジスタTr5を介して放電され
、電位VXは、放電電流の大きさと測定キャパシタCx
の容量との比で決定される傾きで増加する。
位VX,電位Voutの波形を図8に示す。図8におけ
る電位VXは、測定キャパシタCxの容量と充放電電流
の大きさとで決定される傾きで増減する。従って、出力
電位Voutの発振周波数は検出圧力に関しては、充放
電電流の大きさが一定であるので、測定キャパシタCx
の容量に逆比例することになり、この周波数の大きさか
ら容量の大きさ、即ち、圧力を検出することができる。
係数は、図9に示す特性を有しており、ゲート電圧−し
きい値電圧の大きさによって、正負任意に変化させるこ
とができる。このため、入力電圧Vgにより、測定キャ
パシタCxの充放電電流の温度係数を適正に設定するこ
とで、測定キャパシタCxの温度特性(ゼロ点温度特性
又は感度温度特性)を補償することができる。
ことにより、測定周波数発生回路60の温度特性を調整
することができる。又、同様に、入力電圧Vgを調整す
ることにより、基準周波数発生回路50の温度特性を調
整することができる。
入力電圧Vgを調整し、圧力に対する感度温度特性を補
償し、基準周波数発生回路50では入力電圧Vgを調整
し、基準周波数と測定周波数の差のゼロ点温度特性を独
立して補償することができる。
来方式による無補償での感度温度特性を比較したもので
ある。本発明による感度温度特性は従来方式に対し、−
25℃から75℃の範囲で0.23%/℃から0.02
6%/℃に改善された。25℃から75℃の範囲では、
0.23%/℃から0.021%/℃に改善された。図
11は、本発明によるゼロ点温度特性と従来方式による
ゼロ点温度特性を比較したものである。本発明によるゼ
ロ点温度特性は従来方式に対し、−25℃から75℃の
範囲で0.08%/℃から0.026%/℃に改善され
た。25℃から75℃の範囲では、0.10%/℃から
0.013%/℃に改善された。
化によって変化する容量を有する測定キャパシタと、測
定キャパシタに接続され、その測定容量に逆比例した周
波数のパルス信号を出力する測定周波数発生回路を有す
る容量形センサにおいて、測定キャパシタと同様に構成
され、検出すべき物理量によって変化しない基準容量を
有する基準キャパシタと、基準キャパシタに接続され、
測定周波数発生回路と同様に構成され、その基準容量に
逆比例した周波数のパルス信号を出力する基準周波数発
生回路と、基準周波数発生回路の出力するパルス信号と
、測定周波数発生回路の出力するパルス信号とを所定時
間加減算して、その差を演算して検出すべき物理量に比
例したデジタル信号を出力する差演算回路とを設けたこ
とである。従って、出力周波数の温度、その他の要因を
含むゼロ点補償を行うことができると共にその出力をデ
ジタル量として出力することができる。又、差演算回路
の初期値を変化させることでオフセット値を容易に変更
することができる。又、第2の発明は、測定周波数発生
回路及び基準周波数発生回路は、最適な入力電圧により
、出力の温度特性が最小になる特性を有する発振回路を
有し、測定周波数発生回路の出力は、その出力の感度温
度特性が最小になるように調整され、基準周波数発生回
路の出力は、その出力と測定周波数発生回路の出力の差
のゼロ点温度特性が最小となるように調整され、デジタ
ル出力は測定すべき物理量に対し、独立に感度とオフセ
ットが調整される。従って、基準周波数発生回路の発振
周波数と、測定周波数発生回路の周波数の差は、感度温
度特性及びゼロ点温度特性が最小となるように調整され
たものとなり、差演算回路のデジタル出力は、検出すべ
き物理量に比例した温度特性の良好な信号となる。また
、測定キャパシタと基準キャパシタ及び測定周波数発生
回路と基準周波数発生回路は同様に構成されるため、基
準周波数と測定周波数の差のゼロ点温度特性が改善され
る。又、第3の発明は、測定周波数発生回路及び基準周
波数発生回路は、それぞれ、測定キャパシタ及び基準キ
ャパシタを所定の2つの電圧レベル間で充放電させる電
界効果型トランジスタを有する定電流源回路と、その充
放電電流の温度特性を入力電圧に応じて変化させる電界
効果型トランジスタを有する回路とから成る。従って、
入力電圧を適正に設定することで、電界効果型トランジ
スタの電流の温度係数を適正に設定することができる。 この結果、測定キャパシタ及び基準キャパシタの充放電
電流の温度特性を、充放電電流の温度特性で補償するこ
とができる。従って、温度に対する測定誤差の少ない容
量形センサとなる。
グチャート。
度をパラメータとして示した測定図。
のタイミングチャート。
依存性を示す特性図。
測定した測定図。
を測定した測定図。
0…容量型圧力センサ 11…半導体基板12…感圧
ダイアフラム部 13,23…電極15…基準圧室
16…補正室
Claims (3)
- 【請求項1】 検出すべき物理量の変化によって変化
する容量を有する測定キャパシタと、前記測定キャパシ
タに接続され、その測定容量に逆比例した周波数のパル
ス信号を出力する測定周波数発生回路を有する容量形セ
ンサにおいて、前記測定キャパシタと同様に構成され、
検出すべき物理量によって変化しない基準容量を有する
基準キャパシタと、前記基準キャパシタに接続され、前
記測定周波数発生回路と同様に構成され、その基準容量
に逆比例した周波数のパルス信号を出力する基準周波数
発生回路と、 前記基準周波数発生回路の出力するパ
ルス信号と、前記測定周波数発生回路の出力するパルス
信号とを所定時間加減算して、その差を演算して検出す
べき物理量に比例したデジタル信号を出力する差演算回
路とを有するデジタル出力を有する容量形センサ。 - 【請求項2】 前記測定周波数発生回路及び前記基準
周波数発生回路は、最適な入力電圧により出力の温度特
性が最小になる特性を有する発振回路を有し前記測定周
波数発生回路の出力はその出力の感度温度特性が最小に
なるように調整され、前記基準周波数発生回路の出力は
その出力と前記測定周波数発生回路の出力の差のゼロ点
温度特性が最小となるように調整され、前記デジタル出
力は測定すべき物理量に対し独立に感度とオフセットが
調整されることを特徴とする請求項1に記載のデジタル
出力を有する容量形センサ。 - 【請求項3】 前記測定周波数発生回路及び前記基準
周波数発生回路は、それぞれ、前記測定キャパシタ及び
前記基準キャパシタを所定の2つの電圧レベル間で充放
電させる電界効果型トランジスタを有する定電流源回路
と、その充放電電流の温度特性を前記入力電圧に応じて
変化させる電界効果型トランジスタを有する回路とから
成ることを特徴とする請求項2に記載のデジタル出力を
有する容量形センサ。
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