JPH04359675A - スイッチング電源の制御回路 - Google Patents
スイッチング電源の制御回路Info
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- JPH04359675A JPH04359675A JP17429491A JP17429491A JPH04359675A JP H04359675 A JPH04359675 A JP H04359675A JP 17429491 A JP17429491 A JP 17429491A JP 17429491 A JP17429491 A JP 17429491A JP H04359675 A JPH04359675 A JP H04359675A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 abstract description 4
- 230000003028 elevating effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は正弦波の交流電源を入力
とし、直流電圧を出力すると共に入力電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして入力電流の高調波成分を減
らし、入力の力率を１に近い値とする高力率形スイッチ
ング電源いわゆるアクティブフィルタの制御回路の改善
に関するものである。
とし、直流電圧を出力すると共に入力電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして入力電流の高調波成分を減
らし、入力の力率を１に近い値とする高力率形スイッチ
ング電源いわゆるアクティブフィルタの制御回路の改善
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】このようなスイッチング電源の一例とし
て従来、図１に示すような回路が提案されている。図１
において、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して接
続された全波整流器３の出力にリアクトル４とオン、オ
フ動作を行うスイッチ素子６を直列に接続し、スイッチ
素子６の両端にダイオ−ド７とコンデンサ８を直列に接
続し、コンデンサ８の両端には、電気的負荷９を接続し
て直流電圧を供給する。誤差増幅器１１は、コンデンサ
８の両端の直流電圧を一方の入力とし、予め定められた
基準電圧源１２を他方の入力として、それらの差電圧を
増幅し、その出力は、パルス発生器１３に接続されてい
る。誤差増幅器１１と基準電圧源１２は誤差増幅回路１
０を構成する。パルス発生器１３に接続された零電流検
出器５は、リアクトル４に流れる電流が零になると信号
を出力する。パルス発生器１３は、誤差増幅器１１の出
力信号を第一の入力、零電流検出器５の出力信号を第二
の入力として、リアクトル４に流れる電流が零になると
、スイッチ素子６をオフからオンにするようなパルスを
出力し、そのオン期間は誤差増幅器１１の出力信号によ
って決定されるような機能を有する回路である。
て従来、図１に示すような回路が提案されている。図１
において、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して接
続された全波整流器３の出力にリアクトル４とオン、オ
フ動作を行うスイッチ素子６を直列に接続し、スイッチ
素子６の両端にダイオ−ド７とコンデンサ８を直列に接
続し、コンデンサ８の両端には、電気的負荷９を接続し
て直流電圧を供給する。誤差増幅器１１は、コンデンサ
８の両端の直流電圧を一方の入力とし、予め定められた
基準電圧源１２を他方の入力として、それらの差電圧を
増幅し、その出力は、パルス発生器１３に接続されてい
る。誤差増幅器１１と基準電圧源１２は誤差増幅回路１
０を構成する。パルス発生器１３に接続された零電流検
出器５は、リアクトル４に流れる電流が零になると信号
を出力する。パルス発生器１３は、誤差増幅器１１の出
力信号を第一の入力、零電流検出器５の出力信号を第二
の入力として、リアクトル４に流れる電流が零になると
、スイッチ素子６をオフからオンにするようなパルスを
出力し、そのオン期間は誤差増幅器１１の出力信号によ
って決定されるような機能を有する回路である。
【０００３】上記のような構成の従来例の動作について
、図２の動作波形図を参照して簡単に説明する。なお、
説明ではスイッチ素子の飽和電圧、整流器とダイオ−ド
の順方向電圧降下、リアクトルの抵抗成分などは無視す
る。交流電圧の正の半サイクルについて説明するが負の
半サイクルについても極性が反転するだけで同様である
。図２では、模式的にスイッチング周波数を交流電源の
周波数に比べて、あまり大きく表していないが、実際に
はスイッチング周波数は、交流電源の周波数に比べて充
分高いものとする。このためスイッチングの１周期で入
力電圧Ｖｉはほぼ一定値とみなせる。スイッチ素子６の
オン期間Ｔｏｎにリアクトル４の両端に加わる電圧はＶ
ｉであるのでＴｏｎの終わりにリアクトル４を流れる電
流Ｉｌのピ−ク値Ｉｌｐｋはｌがオン期間の初めに零で
あるとすれば、次式で示される。 Ｉｌｐｋ＝（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ
（数１）ここで、Ｖｉ
： 交流入力電圧の瞬時値Ｌ ： リアク
トル４のインダクタンス値Ｔｏｎ： スイッチ素子６
のオン期間ここで、周波数の周期では、スイッチ素子６
のオン期間Ｔｏｎは、一定値であるものとすれば、（数
１）よりリアクトル４を流れる電流のピ−ク値Ｉｌｐｋ
は、全波整流器３の出力Ｖｉに比例することがわかる。 スイッチ素子６のオフ期間にリアクトル４を流れる電流
Ｉｌは、ダイオ−ド７を通してコンデンサ８と負荷９に
供給される。この期間にリアクトル４の両端に加わる電
圧は、直流出力電圧をＶｏとすると Ｖｏ−Ｖｉ
で一定値になるので、Ｉｌは直線的に減少する。Ｉｌが
零になると零電流検出回路５の出力信号によりパルス発
生器１３はスイッチ素子６をオフからオンにして次のス
イッチング周期が始まる。
、図２の動作波形図を参照して簡単に説明する。なお、
説明ではスイッチ素子の飽和電圧、整流器とダイオ−ド
の順方向電圧降下、リアクトルの抵抗成分などは無視す
る。交流電圧の正の半サイクルについて説明するが負の
半サイクルについても極性が反転するだけで同様である
。図２では、模式的にスイッチング周波数を交流電源の
周波数に比べて、あまり大きく表していないが、実際に
はスイッチング周波数は、交流電源の周波数に比べて充
分高いものとする。このためスイッチングの１周期で入
力電圧Ｖｉはほぼ一定値とみなせる。スイッチ素子６の
オン期間Ｔｏｎにリアクトル４の両端に加わる電圧はＶ
ｉであるのでＴｏｎの終わりにリアクトル４を流れる電
流Ｉｌのピ−ク値Ｉｌｐｋはｌがオン期間の初めに零で
あるとすれば、次式で示される。 Ｉｌｐｋ＝（Ｖｉ／Ｌ）×Ｔｏｎ
（数１）ここで、Ｖｉ
： 交流入力電圧の瞬時値Ｌ ： リアク
トル４のインダクタンス値Ｔｏｎ： スイッチ素子６
のオン期間ここで、周波数の周期では、スイッチ素子６
のオン期間Ｔｏｎは、一定値であるものとすれば、（数
１）よりリアクトル４を流れる電流のピ−ク値Ｉｌｐｋ
は、全波整流器３の出力Ｖｉに比例することがわかる。 スイッチ素子６のオフ期間にリアクトル４を流れる電流
Ｉｌは、ダイオ−ド７を通してコンデンサ８と負荷９に
供給される。この期間にリアクトル４の両端に加わる電
圧は、直流出力電圧をＶｏとすると Ｖｏ−Ｖｉ
で一定値になるので、Ｉｌは直線的に減少する。Ｉｌが
零になると零電流検出回路５の出力信号によりパルス発
生器１３はスイッチ素子６をオフからオンにして次のス
イッチング周期が始まる。
【０００４】スイッチングの１周期でリアクトル４を流
れる電流の波形Ｉｌは図２に示すように三角形となるの
で、１周期の平均値はピ−ク値Ｉｌｐｋの１／２になり
、前述のようにピ−ク値ＩｌｐｋはＶｉに比例するので
、Ｉｌの平均値もＶｉに比例する。高域阻止フィルタに
より高周波成分を除去することで、入力電流Ｉｌを平均
した電流となり、その波形も交流電源の電圧波形Ｖｉが
正弦波であればそれと相似した正弦波となるので、上記
のように動作するスイッチング電源は高力率を達成する
ことができる。
れる電流の波形Ｉｌは図２に示すように三角形となるの
で、１周期の平均値はピ−ク値Ｉｌｐｋの１／２になり
、前述のようにピ−ク値ＩｌｐｋはＶｉに比例するので
、Ｉｌの平均値もＶｉに比例する。高域阻止フィルタに
より高周波成分を除去することで、入力電流Ｉｌを平均
した電流となり、その波形も交流電源の電圧波形Ｖｉが
正弦波であればそれと相似した正弦波となるので、上記
のように動作するスイッチング電源は高力率を達成する
ことができる。
【０００５】次に、直流出力電圧の安定化について、誤
差増幅器の動作と関連づけて説明すると次の通り。はじ
めに、直流出力電圧が高くなろうとすると、誤差増幅器
１１の出力（図１のａ）が低くなるのでパルス発生器１
３はスイッチ素子６のオン期間を短くし、その結果、入
力電流は小さくなって直流出力電圧の上昇を制限する。 逆に、直流出力電圧が小さくなろうとすると、オン期間
を長くして直流出力電圧の下降を制限する結果、直流出
力電圧を安定化することができる。以上のように図１に
示す回路例は、高力率を達成することができると同時に
、安定化された直流出力電圧を供給出来る。
差増幅器の動作と関連づけて説明すると次の通り。はじ
めに、直流出力電圧が高くなろうとすると、誤差増幅器
１１の出力（図１のａ）が低くなるのでパルス発生器１
３はスイッチ素子６のオン期間を短くし、その結果、入
力電流は小さくなって直流出力電圧の上昇を制限する。 逆に、直流出力電圧が小さくなろうとすると、オン期間
を長くして直流出力電圧の下降を制限する結果、直流出
力電圧を安定化することができる。以上のように図１に
示す回路例は、高力率を達成することができると同時に
、安定化された直流出力電圧を供給出来る。
【０００６】
【従来技術の問題点】しかし、この例の構成のような従
来型のスイッチング電源においては、電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして高力率とするためには、前
述のように、スイッチ素子６のオン期間Ｔｏｎは略一定
値としなければならないので交流電源の周波数が５０Ｈ
ｚあるいは６０Ｈｚである場合には誤差増幅器のロ−ル
オフ周波数を数ヘルツに設定する必要がある。このため
に安定系は高周波域で充分なゲインを得ることができな
いので、入出力条件が急変するような場合には安定化制
御の応答が遅れこの結果、出力電圧の過渡的な変動が大
きくなる欠点があった。
来型のスイッチング電源においては、電流波形を正弦波
に近い波形になるようにして高力率とするためには、前
述のように、スイッチ素子６のオン期間Ｔｏｎは略一定
値としなければならないので交流電源の周波数が５０Ｈ
ｚあるいは６０Ｈｚである場合には誤差増幅器のロ−ル
オフ周波数を数ヘルツに設定する必要がある。このため
に安定系は高周波域で充分なゲインを得ることができな
いので、入出力条件が急変するような場合には安定化制
御の応答が遅れこの結果、出力電圧の過渡的な変動が大
きくなる欠点があった。
【０００７】
【発明の目的】本発明の目的は、入出力条件の急変時に
おいても出力電圧の過渡的な変動を抑えることができる
誤差増幅回路を提供するものである。
おいても出力電圧の過渡的な変動を抑えることができる
誤差増幅回路を提供するものである。
【０００８】
【実施例】図３に本発明による誤差増幅器回路の一実施
例を示す。図３の構成について説明する。図３において
図１で説明したものと同じものは同じ符号を付けている
。１４は第二の誤差増幅器、１５は第三の誤差増幅器、
１６は第二の基準電圧源、１７は第三の基準電圧源で第
二の基準電圧源の電圧Ｖ２は第一の基準電圧源の電圧Ｖ
１よりやや低い、第三の基準電圧源の電圧Ｖ３はＶ１よ
りやや高い。それぞれの誤差増幅器の出力と負側の入力
に接続された抵抗とコンデンサの直列回路はそれぞれの
誤差増幅器の周波数特性を設定するためのものである。
例を示す。図３の構成について説明する。図３において
図１で説明したものと同じものは同じ符号を付けている
。１４は第二の誤差増幅器、１５は第三の誤差増幅器、
１６は第二の基準電圧源、１７は第三の基準電圧源で第
二の基準電圧源の電圧Ｖ２は第一の基準電圧源の電圧Ｖ
１よりやや低い、第三の基準電圧源の電圧Ｖ３はＶ１よ
りやや高い。それぞれの誤差増幅器の出力と負側の入力
に接続された抵抗とコンデンサの直列回路はそれぞれの
誤差増幅器の周波数特性を設定するためのものである。
【０００９】
【発明の概要】本発明について、その動作を図４を用い
て説明する。スイッチング電源において、入出力の急変
、例えば負荷電流（図４のＩｌ）が数ミリ秒の様な短時
間に増加したときに、第一の誤差増幅器１１は応答が追
いつかないので誤差増幅回路１０の出力ａは緩やかに上
昇しこの結果Ｔｏｎ（図４のＴｏｎ）も緩やかに増加す
るが、出力電流の急激な増加をカバ−できずに出力電圧
（図４のＶｏ）は低下する。第二の誤差増幅器１４が動
作する点（図４のＶｏのＢ）まで低下すると第二の誤差
増幅器１４の動作により誤差増幅回路１０の出力ａは速
やかに上昇してＴｏｎも速やかに増加させて出力電圧の
低下が制限される。同様にして負荷電流が急減したよう
なときには第三の誤差増幅器１５が動作して出力電圧の
上昇を抑える。図４でＩｌは負荷電流、Ｔｏｎはオン期
間Ｖｏは出力電圧、ｔは時間を表わす。また、図４にお
いて、Ｔｏｎ、Ｖｏ曲線で点線で表した部分は従来例で
あり、実線は本発明による改善例である。
て説明する。スイッチング電源において、入出力の急変
、例えば負荷電流（図４のＩｌ）が数ミリ秒の様な短時
間に増加したときに、第一の誤差増幅器１１は応答が追
いつかないので誤差増幅回路１０の出力ａは緩やかに上
昇しこの結果Ｔｏｎ（図４のＴｏｎ）も緩やかに増加す
るが、出力電流の急激な増加をカバ−できずに出力電圧
（図４のＶｏ）は低下する。第二の誤差増幅器１４が動
作する点（図４のＶｏのＢ）まで低下すると第二の誤差
増幅器１４の動作により誤差増幅回路１０の出力ａは速
やかに上昇してＴｏｎも速やかに増加させて出力電圧の
低下が制限される。同様にして負荷電流が急減したよう
なときには第三の誤差増幅器１５が動作して出力電圧の
上昇を抑える。図４でＩｌは負荷電流、Ｔｏｎはオン期
間Ｖｏは出力電圧、ｔは時間を表わす。また、図４にお
いて、Ｔｏｎ、Ｖｏ曲線で点線で表した部分は従来例で
あり、実線は本発明による改善例である。
【００１０】動作は以下の通り。第二の誤差増幅器１４
は出力電圧が設定偏差より低下したときに誤差増幅器回
路１０の出力ａを高くして出力電圧を上げるように働く
。これ以外のときはダイオ−ド１８により安定化動作に
寄与しない。第三の誤差増幅器１５は出力電圧が設定偏
差より上昇したときに誤差増幅器回路の出力ａを低くし
て出力電圧を下げるように働く。これ以外のときはダイ
オ−ド１９により安定化動作に寄与しない。第二の誤差
増幅器１４と第三の誤差増幅器１５の動作する設定偏差
はそれぞれ基準電圧源電圧Ｖ２とＶ３で設定される。 抵抗２０があるために第二の誤差増幅器１４あるいは第
三の誤差増幅器１５の出力が第一の誤差増幅器１１の出
力より優先される。
は出力電圧が設定偏差より低下したときに誤差増幅器回
路１０の出力ａを高くして出力電圧を上げるように働く
。これ以外のときはダイオ−ド１８により安定化動作に
寄与しない。第三の誤差増幅器１５は出力電圧が設定偏
差より上昇したときに誤差増幅器回路の出力ａを低くし
て出力電圧を下げるように働く。これ以外のときはダイ
オ−ド１９により安定化動作に寄与しない。第二の誤差
増幅器１４と第三の誤差増幅器１５の動作する設定偏差
はそれぞれ基準電圧源電圧Ｖ２とＶ３で設定される。 抵抗２０があるために第二の誤差増幅器１４あるいは第
三の誤差増幅器１５の出力が第一の誤差増幅器１１の出
力より優先される。
【００１１】交流電源の周波数が５０Ｈｚあるいは６０
Ｈｚである場合には第一の誤差増幅器１１のロ−ルオフ
周波数は数ヘルツに設定し、第二の誤差増幅器１４と第
三の誤差増幅器１５のロ−ルオフ周波数はこれより高く
例えば数百ヘルツ以上に設定される。
Ｈｚである場合には第一の誤差増幅器１１のロ−ルオフ
周波数は数ヘルツに設定し、第二の誤差増幅器１４と第
三の誤差増幅器１５のロ−ルオフ周波数はこれより高く
例えば数百ヘルツ以上に設定される。
【００１２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、今までス
イッチング電源の弱点とされていた入力電源の急変およ
び負荷の急変に対する出力電圧の過渡的な変動を抑制で
きる。また、それらの急変量に対して最適なる誤差増幅
器の周波数特性を誤差増幅器と並列に接続された抵抗と
コンデンサの直列回路で設定できる。本発明による、高
力率形スイッチング電源の制御回路は図１に示したよう
な回路方式以外にも誤差増幅器のロ−ルオフ周波数を低
周波に設定する必要があるような他の高力率形スイッチ
ング電源の制御回路にも適用できる。
イッチング電源の弱点とされていた入力電源の急変およ
び負荷の急変に対する出力電圧の過渡的な変動を抑制で
きる。また、それらの急変量に対して最適なる誤差増幅
器の周波数特性を誤差増幅器と並列に接続された抵抗と
コンデンサの直列回路で設定できる。本発明による、高
力率形スイッチング電源の制御回路は図１に示したよう
な回路方式以外にも誤差増幅器のロ−ルオフ周波数を低
周波に設定する必要があるような他の高力率形スイッチ
ング電源の制御回路にも適用できる。
【図１】従来の高力率形スイッチング電源の基本回路図
【図２】従来例の動作を説明するための動作波形図
【図
３】本発明の一実施例を示す回路接続図
３】本発明の一実施例を示す回路接続図
【図４】本発明
による制御方法の動作を説明するための動作波形図
による制御方法の動作を説明するための動作波形図
１＊──＊交流電源
２＊──＊高域阻止フィルタ
３＊──＊全波整流器
４＊──＊リアクトル
５＊──＊零電流検出回路
６＊──＊スイッチ素子
７＊──＊ダイオ−ド
８＊──＊平滑用コンデンサ
９＊──＊電気的負荷
１０＊─＊誤差増幅回路
１０′＊＊誤差増幅回路
１１＊─＊第一の誤差増幅器
１２＊─＊第一の基準電圧源
１３＊─＊パルス発生器
１４＊─＊第二の誤差増幅器
１５＊─＊第三の誤差増幅器
１６＊─＊第二の基準電圧源
１７＊─＊第三の基準電圧源
１８＊─＊ダイオ−ド
１９＊─＊ダイオ−ド
２０＊─＊抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を入力とし出力に安定化され
た直流電圧を供給すると共に入力電流を正弦波に近い波
形になるようにするスイッチング電源の制御回路におい
て、基準電圧と検出電圧の偏差を増幅する第一の誤差増
幅器と、前記第一の誤差増幅器の出力に応じてスイッチ
素子のオン、オフを制御するパルス発生器と、検出電圧
が上下の偏差の設定値を越えた時には前記第一の誤差増
幅器より優先的に動作して出力電圧を安定化させるよう
な第二および第三の誤差増幅器を備え、且つ前記第二及
び第三の誤差増幅器は前記第一の誤差増幅器より応答速
度が速いことを特徴とするスイッチング電源の制御回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17429491A JP3215127B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | スイッチング電源の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17429491A JP3215127B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | スイッチング電源の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04359675A true JPH04359675A (ja) | 1992-12-11 |
| JP3215127B2 JP3215127B2 (ja) | 2001-10-02 |
Family
ID=15976158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17429491A Expired - Fee Related JP3215127B2 (ja) | 1991-06-04 | 1991-06-04 | スイッチング電源の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3215127B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6873204B2 (en) | 2000-10-12 | 2005-03-29 | Nec Corporation | Compact DC stabilized power supply capable of suppressing fluctuation of output voltage in spite of abrupt fluctuation of load current |
| KR100792065B1 (ko) * | 2000-05-08 | 2008-01-04 | 도시바 기카이 가부시키가이샤 | 위치제어장치 및 위치제어방법 |
| JP2009130972A (ja) * | 2007-11-20 | 2009-06-11 | Ricoh Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2011211828A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路 |
-
1991
- 1991-06-04 JP JP17429491A patent/JP3215127B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100792065B1 (ko) * | 2000-05-08 | 2008-01-04 | 도시바 기카이 가부시키가이샤 | 위치제어장치 및 위치제어방법 |
| US6873204B2 (en) | 2000-10-12 | 2005-03-29 | Nec Corporation | Compact DC stabilized power supply capable of suppressing fluctuation of output voltage in spite of abrupt fluctuation of load current |
| JP2009130972A (ja) * | 2007-11-20 | 2009-06-11 | Ricoh Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
| US8278901B2 (en) | 2007-11-20 | 2012-10-02 | Ricoh Company, Ltd. | Switching regulator configured to detect, and compensate for, decrease in output voltage |
| JP2011211828A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-10-20 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3215127B2 (ja) | 2001-10-02 |
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