JPH04271578A - 伝送路応答検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン放送の送受
信系を含む伝送特性の検出に好適の伝送路応答検出装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、テレビジョン放送においては、送
受信系を含む伝送路の特性を検出して、テレビジョン信
号の波形歪等を等化するシステムが開発されている。例
えば、テレビジョン信号に基準信号としてＧＣＲ（ゴー
ストキャンセルリファレンス）信号を重畳して伝送し、
受信側でＧＣＲ信号を抽出してゴーストを除去するゴー
スト除去装置等が商品化されている。ＧＣＲ信号として
は、立上がりがｓｉｎｘ／ｘパルスで映像帯域に応じた
平坦な周波数特性を有するｓｉｎｘ／ｘバー波形が採用
されている。更に、近時、良好なＳ／Ｎが得られること
等の理由から、テレビジョン信号に基準信号として疑似
雑音データ系列を重畳して伝送することにより、伝送路
の特性を検出するシステムも考えられている。

【０００３】図１２はこのようなインパルス応答から伝
送路の特性を検出する従来の伝送路応答検出装置を示す
ブロック図である。この装置はその基本原理が、文献１
（Ｊ．Ｄ．　　Ｗａｎｇ　　ａｎｄ　　ｅｔ　　ａｌ，
　　″Ｔｒａｉｎｉｎｇ　　Ｓｉｇｎａｌ　　ａｎｄ　
　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　　Ｄｅｓｉｇｎ　　ｆｏｒ　　Ｍ
ｕｌｔｉ−Ｐａｔｈ　　　　Ｃｈａｎｎｅｌ　　Ｃｈａ
ｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ　　ｆｏｒ　　ＴＶ　　Ｂ
ｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，″　　ＩＥＥＥ，　　Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ　　ｏｎ　　ＣＥ，Ｖｏｌ．３６，
　　Ｎｏ．４，　　ｐｐ．　　７９４−８０６，　　Ｎ
ｏｖ．　　１９９０）で開示されている。

【０００４】送信装置１は、基準信号発生器２、スペト
クル整形フィルタ３、テレビジョン信号及びタイミング
信号発生手段４、加算器５並びに変調器６によって構成
されている。テレビジョン信号及びタイミング信号発生
手段４は、同期信号とバースト信号とを有するテレビジ
ョン信号ＣＳを生成して加算器５に出力すると共に、基
準信号発生器２にタイミング信号Ｔａを与えている。基
準信号発生器２は、タイミング信号Ｔａに基づいて、垂
直帰線期間の第１９Ｈ（Ｈは水平期間）及び第２８２Ｈ
の各タイミングで、疑似雑音データ系列｛ａｋ｝を５回
づつ繰返し発生する。この疑似雑音データ系列｛ａｋ｝
は、データレートが２ｆｓｃ（ｆｓｃは色副搬送波周波
数（３．５７９５４５ＭＨｚ　））であり、データ長（
＝Ｎ−１）が６３（“１”の数が３２で、“０”の数が
３１）である。

【０００５】この疑似雑音データ系列｛ａｋ｝は、スペ
トクル整形フィルタ３によって、ｆｓｃを中心周波数と
したロールオフ特性が付与された後、加算器５に与えら
れる。なお、文献１に記載されているように、スペトク
ル整形フィルタ３は必ずしもロールオフ特性を付与する
フィルタである必要はない。加算器５はテレビジョン信
号ＣＳとスペトクル整形された疑似雑音データ系列｛ａ
ｋ｝とを合成する。

【０００６】図１３は加算器５の合成出力を示す波形図
である。図１３に示すように、テレビジョン信号の第１
９，２８２Ｈに夫々５つの疑似雑音データ系列｛ａｋ｝
が重畳される。疑似雑音データ系列｛ａｋ｝は論理“１
”と論理“０”の２値であり、“１”のレベルはホワイ
トピークレベル（１００ＩＲＥ）に設定され、“０”の
レベルはペデスタルレベル（０ＩＲＥ）に設定される。 なお、バースト信号から１つ目の疑似雑音データ系列｛
ａｋ｝が重畳されるまでの期間（以下、クランプ期間と
いう）のペデスタルレベルの信号も基準信号発生器２に
よって作成されている。

【０００７】加算器５からの合成信号は変調器６によっ
て残留側帯波変調され、送信装置１の出力信号として伝
送路７に送出される。こうして、垂直帰線期間に基準信
号として疑似雑音データ系列｛ａｋ｝が重畳されたＮＴ
ＳＣ方式等のテレビジョン信号が送出される。伝送路７
は通常空中である。伝送路７を介して伝送されたテレビ
ジョン信号は、受信装置の同期復調器８で復調される。

【０００８】同期復調器８からのベースバンドのテレビ
ジョン信号はクランプ回路１０及びクロックタイミング
発生手段９に入力される。クランプ回路１０は、クロッ
クタイミング発生手段９からクランプタイミングが指示
されて、テレビジョン信号のクランプ期間（図１３参照
）のレベルを０ＩＲＥにクランプして、Ａ／Ｄ変換器１
１に与える。Ａ／Ｄ変換器１１は、クロックタイミング
発生手段９から周波数が２ｆｓｃのクロックが与えられ
て、アナログベースバンド信号をディジタル化する。な
お、説明の便宜上、折り返し雑音除去用のローパスフィ
ルタは図示を省略する。クランプ回路１０及びＡ／Ｄ変
換器１１は、後述するように、直流オフセットΔを発生
するので、これらをまとめて直流オフセット発生源１２
とする。

【０００９】Ａ／Ｄ変換器１１の出力のうち送信側で重
畳した疑似雑音データ系列｛ａｋ｝に対応する部分を受
信基準信号｛ｃｋ｝とする。畳み込み演算手段１３はこ
の受信基準信号｛ｃｋ｝と係数メモリ１４に格納された
内部基準信号｛ｂｋ｝との畳み込み演算を行って、両者
の相関を求める。

【００１０】図１４は畳み込み演算手段１３の具体的な
構成を示す回路図である。畳み込み演算手段１３はトラ
ンスバーサルフィルタによって構成されている。受信基
準信号｛ｃｋ｝はＮ−１個の係数器Ｍ１　乃至ＭＮ−１
　に与えられる。各係数器Ｍ１　乃至ＭＮ−１　には夫
々係数メモリ１４から内部基準信号｛ｂｋ｝の各係数ｂ
１　乃至ｂＮ−１　が与えられており、各係数器Ｍ１　
乃至ＭＮ−１　は夫々受信基準信号｛ｃｋ｝に係数ｂ１
　乃至ｂＮ−１　を付与して出力する。 係数器Ｍ１の出力は単位時間（１／２ｆｓｃ）の遅延を
与えるラッチＤ１　を介して加算器Ａ２　に与えられ、
係数器Ｍ２　乃至ＭＮ−１　の出力は夫々加算器Ａ２　
乃至ＡＮ−１　に与えられる。加算器Ａ２　乃至ＡＮ−
２　の出力は夫々単位時間の遅延を与えるラッチＤ２　
乃至ＤＮ−２　を介して次段の加算器Ａ３　乃至ＡＮ−
１　に与えられ、加算器Ａ２　乃至ＡＮ−１　は２入力
を加算して出力する。こうして、係数が付与された受信
基準信号｛ｃｋ｝は遅延されて加算され、加算器ＡＮ−
１　の出力はラッチＤＮ−１　によって単位時間遅延さ
れて相関出力｛ｆｋ｝として出力される。すなわち、図
のトランスバーサルフィルタによって、受信基準信号｛
ｃｋ｝と内部基準信号｛ｂｋ｝との畳み込み演算が行わ
れることになる。

【００１１】係数メモリ１４の内部基準信号｛ｂｋ｝は
疑似雑音データ系列｛ａｋ｝の論理“０”を論理“−１
”に置き換えたものである。すなわち、Ｎ−１個の係数
器Ｍ１　乃至ＭＮ−１　は、受信基準信号｛ｃｋ｝をそ
のまま通過させるか、又は、極性反転して通過させる。 したがって、受信基準信号｛ｃｋ｝に対して内部基準信
号｛ｂｋ｝が遅延していないタイミングでは、相関出力
｛ｆｋ｝は疑似雑音データ系列｛ａｋ｝の論理“１”の
数に対応した振幅値（Ｎ／２）となる。また、伝送路７
等で歪がなければ、他のタイミングでは相関出力｛ｆｋ
｝は０であることが文献１で説明されている。

【００１２】図１５はこれらの疑似雑音データ系列｛ａ
ｋ｝、内部基準信号｛ｂｋ｝、受信基準信号｛ｃｋ｝及
び相関出力｛ｆｋ｝の関係を示す説明図である。

【００１３】図１５（ａ），（ｂ）に示すように、デー
タ長Ｎ−１の疑似雑音データ系列｛ａｋ｝が伝送路７等
で遅延して、Ａ／Ｄ変換器１１から受信基準信号｛ｃｋ
｝が出力される。この受信基準信号｛ｃｋ｝と係数メモ
リ１４からの内部基準信号｛ｂｋ｝（図１５（ｃ））と
の畳み込み演算によって得られる相関出力｛ｆｋ｝は図
１５（ｄ）に示すものとなる。受信基準信号｛ｃｋ｝に
対して内部基準信号｛ｂｋ｝が遅延していないタイミン
グの相関出力｛ｆｋ｝は、図１５（ｄ）に示すようにメ
インパルスとなり、その振幅はＮ／２である。また、こ
のタイミングから受信基準信号｛ｃｋ｝を内部基準信号
｛ｂｋ｝に対して１単位時間づつ遅延させた他の各タイ
ミングでは、伝送路７等の歪に応じた相関出力｛ｆｋ｝
が得られる。例えば、メインパルス相互間のサブパルス
は、伝送路７において混入したゴースト信号を示してい
る。

【００１４】すなわち、畳み込み演算手段１３の相関出
力｛ｆｋ｝は、伝送過程のインパルス応答を示しており
、この応答によって送受信系を含む伝送路の特性を検出
することができる（文献１によって詳述）。

【００１５】しかしながら、実際には、クランプ回路１
０のクランプ電位の誤差及びＡ／Ｄ変換器１１の基準電
位の誤差によって、クランプ期間のレベルは０ＩＲＥと
はならず、直流オフセットΔが加算されてしまう。そう
すると、伝送中が無歪である場合でも、受信基準信号｛
ｃｋ｝のレベルは直流オフセットΔだけ高くなり、図１
５（ｄ）に示すように、インパルス応答に直流オフセッ
トΔが加算されてしまう。すなわち、この直流オフセッ
トΔは、全遅延時間に亘るマルチゴースト応答と等価で
あり、伝送特性検出の大きさ妨げとなる。

【００１６】直流オフセットΔとメインパルスの値との
比を−６０ｄＢ以下にするためには、下記（１）式を満
足する必要がある。

【００１７】 ２０ｌｏｇ（Δ／（（Ｎ／２）＋Δ） 　　　　　　≒２０ｌｏｇ（Δ／（Ｎ／２））≦−６０
　　　　　　　　…（１）したがって、直流オフセット
Δの上限は下記（２）式によって定まる。

【００１８】 Δ≦（Ｎ／２）×０．００１　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　…（２）但し、１＝１０
０ＩＲＥである。

【００１９】Ｎ＝６４の場合には、下記（３）式が成立
する。

【００２０】 Δ≦３．２ＩＲＥ　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（３）この
（３）式のΔの値から、伝送特性検出を十分な精度で行
うためには、直流オフセットΔに十分留意して回路設計
及び電源設計をしなければならないことが分かる。 また、（２）式から明らかなように、直流オフセットΔ
は、疑似雑音データ系列｛ａｋ｝のデータ長に反比例す
る。すなわち、疑似雑音データ系列｛ａｋ｝のデータ長
を短くした場合には、直流オフセットΔとして許容され
る上限は一層低くなる。

【００２１】ところで、パーシャルレスポンス方式で伝
送される３値（１，０，−１）のデータ伝送系に適した
インパルス列｛ａｋ｝として、“１”と“−１”とから
なる疑似雑音データ系列が考えられる。この疑似雑音デ
ータ系列｛ａｋ｝を送信側でテレビジョン信号に重畳し
て伝送した場合には、内部基準信号｛ｂｋ｝を“１”と
“０”とで構成したデータ列に設定する。この場合には
、直流オフセット値は（Ｎ／２）Δであり、更に、“−
１”乃至“０”乃至“１”間のレベルを１００ＩＲＥに
設定するので、図の場合と同様の検出精度を得るために
は、直流オフセットを１／（２・（Ｎ／２））＝１／Ｎ
倍に設定しなければならない。つまり、直流オフセット
とメインパルスの値との比を−６０ｄＢ以下にするため
には、直流オフセット源１２の直流オフセットΔを０．
０５ＩＲＥまで低下させなければならない。

【００２２】しかしながら、現実には直流オフセットを
０．０５ＩＲＥまで低下させることは不可能である。ま
た、直流オフセットとメインパルスの値との比を−４０
ｄＢ以下に設定しようとした場合でも、直流オフセット
を０．５ＩＲＥまで低下させなければならず、これも極
めて困難である。人間のゴースト検知限界が約−４０ｄ
Ｂであることを考慮すると、伝送路特性の有効な検出を
可能にするためには、極めて高価な回路を使用しても直
流オフセットを０．５ＩＲＥ以下に低下させる必要があ
る。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来の伝送路応答検出装置においては、直流オフセット
発生源の直流オフセットによって、伝送路特性の検出精
度が極めて低いという問題点があった。

【００２４】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、受信側で発生する直流オフセットを相殺す
ることによって伝送路特性の検出精度を著しく向上させ
ることができる伝送路応答検出装置を提供することを目
的とする。

【００２５】［発明の構成］

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
伝送路応答検出装置は、疑似雑音データ系列を発生する
基準信号発生器と、前記疑似雑音データ系列を極性反転
させる極性反転手段と、前記疑似雑音データ系列と前記
極性反転手段によって極性反転された疑似雑音データ系
列とを所定周期で切換選択して夫々テレビジョン信号の
所定の２ラインに重畳して送出する合成手段とを具備し
たものであり、本発明の請求項２に係る伝送路応答検出
装置は、疑似雑音データ系列が所定周期で極性反転され
て重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路を介して
入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信手段と、
前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑音データ
系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発生する内
部基準信号発生手段と、前記内部基準信号を前記疑似雑
音データ系列の極性反転周期に応じて極性反転させる極
性反転手段と、前記受信手段からの疑似雑音データ系列
と前記極性反転手段からの内部基準信号との畳み込み演
算を行う畳み込み演算手段と、前記疑似雑音データ系列
の極性反転周期前後の前記畳み込み演算手段の出力を加
算することにより伝送特性を求める加算手段とを具備し
たものであり、本発明の請求項３に係る伝送路応答検出
装置は、疑似雑音データ系列が所定周期で極性反転され
て重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路を介して
入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信手段と、
前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑音データ
系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発生する内
部基準信号発生手段と、前記受信手段からの疑似雑音デ
ータ系列と前記内部基準信号との畳み込み演算を行う畳
み込み演算手段と、前記畳み込み演算手段の出力に対し
て前記疑似雑音データ系列の極性反転周期前後で加算処
理することにより伝送特性を求める加算手段とを具備し
たものであり、本発明の請求項４に係る伝送路応答検出
装置は、疑似雑音データ系列が所定周期で極性反転され
て重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路を介して
入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信手段と、
前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑音データ
系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発生する内
部基準信号発生手段と、前記受信手段からの疑似雑音デ
ータ系列と前記内部基準信号との畳み込み演算を行う畳
み込み演算手段と、前記畳み込み演算手段の出力に対し
て前記疑似雑音データ系列の極性反転周期前後で加算処
理すると共に前記疑似雑音データ系列の極性反転周期で
極性反転処理することにより伝送特性を求める加算及び
極性反転手段とを具備したものであり、本発明の請求項
５に係る伝送路応答検出装置は、請求項２，３，４にお
いて、前記受信手段が、疑似雑音データ系列を発生する
基準信号発生器と、前記疑似雑音データ系列を極性反転
させる極性反転手段と、前記疑似雑音データ系列と前記
極性反転手段によって極性反転された疑似雑音データ系
列とを所定周期で切換選択して夫々テレビジョン信号の
所定の２ラインに重畳して送出する合成手段によって構
成される送信装置からのテレビジョン信号が入力された
ものである。

【００２６】

【作用】本発明において、送信側では、所定周期で疑似
雑音データ系列の極性を反転させて夫々テレビジョン信
号の所定の２ラインに重畳させて送出する。受信側では
、内部基準信号発生手段が疑似雑音データ系列に応じた
内部基準信号を発生する。受信した疑似雑音データ系列
と内部基準信号との畳み込み演算だけでは、伝送特性の
検出出力に受信側回路の直流オフセットが加算される。 極性反転手段によって、畳み込み演算手段に与える内部
基準信号の極性を疑似雑音データ系列の極性反転周期で
反転させるか、又は、畳み込み演算手段の出力を疑似雑
音データ系列の極性反転周期で極性反転させることによ
り、疑似雑音データ系列の極性反転周期では直流オフセ
ットを異符号にすることができる。加算手段が極性反転
手段の出力を疑似雑音データ系列の極性反転周期前後で
加算することにより、直流オフセットは相殺される。畳
み込み演算手段の出力に対する極性反転処理と加算手段
による加算処理とは線形処理であり、畳み込み演算手段
の出力を加算手段が加算した後、極性反転手段が極性反
転させても直流オフセットを除去することができる。

【００２７】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係る伝送路応答検出装置の
送信側の一実施例を示すブロック図である。図１におい
て図１２と同一の構成要素には同一符号を付してある。

【００２８】テレビジョン信号及びタイミング信号発生
手段２１は、同期信号とバースト信号とを有するテレビ
ジョン信号ＣＳを生成して加算器５に出力し、基準信号
発生器２０にタイミング信号Ｔａを与えると共に、テレ
ビジョンフィールド周期（１／６０ｓｅｃ）でレベルが
切換わるフレーム周波数（３０Ｈｚ　）の切換信号Ｔｓ
を発生してセレクタ２２に出力している。タイミング信
号Ｔａに基づいて、基準信号発生器２０は、基準信号と
して、従来と同様に垂直帰線期間の第１９Ｈ及び第２８
２Ｈの各タイミングで、疑似雑音データ系列｛ａｋ｝を
５回づつ繰返し発生する。この疑似雑音データ系列｛ａ
ｋ｝は、データレートが２ｆｓｃであり、データ長（＝
Ｎ−１）が６３（“１”の数が３２で、“０”の数が３
１）である。 また、基準信号発生器２０は、クランプ期間の平坦な信
号も作成して出力している。

【００２９】本実施例においては、基準信号発生器２０
の出力は極性反転手段２４を介してスペトクル整形フィ
ルタ３に与えられるようになっている。極性反転手段２
４は、セレクタ２２とインバータ２３とを有しており、
セレクタ２２には基準信号発生器２０からの疑似雑音デ
ータ系列｛ａｋ｝がそのまま入力されると共に、インバ
ータ２３によって反転された疑似雑音データ系列｛−ａ
ｋ｝が入力される。セレクタ２２はテレビジョン信号及
びタイミング信号発生手段２１から切換信号Ｔｓが与え
られており、セレクタ２２はフィールド周期でデータ系
列｛ａｋ｝とデータ系列｛−ａｋ｝とを切換えて出力す
る。

【００３０】極性反転手段２４の出力はスペトクル整形
フィルタ３によって整形された後、加算器５に与えられ
る。加算器５はスペトクル整形フィルタ３の出力とテレ
ビジョン信号ＣＳとを合成して合成出力を変調器６に与
える。変調器６は合成出力を残留側帯波変調して図示し
ない伝送路に出力するようになっている。

【００３１】図２は加算器５からの合成出力を示す波形
図である。図２（ａ）は第１９Ｈを示し、図２（ｂ）は
第２８２Ｈを示している。

【００３２】図２（ａ）に示すように、第１９Ｈの疑似
雑音データ系列｛ａｋ｝は、クランプ期間のレベルが５
０ＩＲＥに設定されており、論理“０”のレベルが５０
ＩＲＥに設定され、論理“１”のレベルが１００ＩＲＥ
に設定されている。また、図２（ｂ）に示すように、第
２８２Ｈに重畳されたデータ系列｛−ａｋ｝は“０”と
“−１”の２値であり、クランプ期間のレベルが５０Ｉ
ＲＥに設定され、論理“０”は５０ＩＲＥで、論理“−
１”は０ＩＲＥに設定される。すなわち、データの振幅
は従来の１／２となっている。

【００３３】図３は本発明に係る伝送路応答検出装置の
受信側の一実施例を示すブロック図である。図３におい
て図１２と同一の構成要素には同一符号を付してある。

【００３４】図示しない伝送路からのテレビジョン信号
は同期復調器８に与えられる。同期復調器８は入力され
た信号を同期復調してベースバンドのテレビジョン信号
を直流オフセット発生源１２及びクロックタイミング発
生手段２５に与える。クロックタイミング発生手段２５
はクランプタイミング信号及び周波数が２ｆｓｃのクロ
ックを発生すると共に、フィールド周期でレベルが切換
わる切換信号Ｔｒをセレクタに出力するようになってい
る。

【００３５】直流オフセット発生源１２は、従来と同様
に、クランプ回路及びＡ／Ｄ変換器によって構成されて
おり、クロックタイミング発生手段２５からのクランプ
タイミング信号及びクロックによって、テレビジョン信
号のクランプ期間のレベルを５０ＩＲＥにクランプする
と共に、ディジタル化して畳み込み演算手段１３に出力
するようになっている。この直流オフセット発生源１２
から疑似雑音データ系列｛ａｋ｝，｛−ａｋ｝に対応し
た受信基準信号｛ｃｋ｝，｛−ｃｋ｝が出力される。こ
の受信基準信号｛ｃｋ｝，｛−ｃｋ｝には直流オフセッ
トが発生している。

【００３６】一方、係数メモリ１４は疑似雑音データ系
列｛ａｋ｝の論理“０”を論理“−１”に置き換えた内
部基準信号｛ｂｋ｝を発生する。この内部基準信号｛ｂ
ｋ｝は極性反転手段２６のインバータ２７によって反転
されてセレクタ２８に与えられると共に、直接セレクタ
２８に与えられる。セレクタ２８はクロックタイミング
発生手段２５からのフレーム周波数の切換信号Ｔｒが与
えられて、係数メモリ１４からの内部基準信号｛ｂｋ｝
とその反転信号｛−ｂｋ｝とをフィールド周期で切換え
て出力するようになっている。すなわち、セレクタ２８
はハイレベル（以下、“Ｈ”という）切換信号Ｔｒによ
って係数メモリ１４の出力を選択し、ローレベル（以下
、“Ｌ”という）の切換信号Ｔｒによってインバータ２
７の出力を選択するようになっている。

【００３７】極性反転手段２６の出力は畳み込み演算手
段１３に与えられる。畳み込み演算手段１３は受信基準
信号｛ｃｋ｝，｛−ｃｋ｝と極性反転手段２６からのデ
ータ列｛ｂｋ｝，｛−ｂｋ｝との畳み込み演算を行って
両者の相関を求め、相関出力｛ｆｋ｝を加算手段２９に
与える。

【００３８】加算手段２９は加算器３０とフィールド遅
延器３１とを有している。フィールド遅延器３１は畳み
込み演算手段１３の相関出力｛ｆｋ｝を１フィールド遅
延させて加算器３０に与える。加算器３０は畳み込み演
算手段１３から相関出力｛ｆｋ｝が与えられており、１
フィールド前後の相関出力｛ｆｋ｝を加算して伝送特性
応答出力｛ｘｋ｝を出力するようになっている。

【００３９】次に、このように構成された伝送路応答検
出装置の動作について図４の説明図を参照して説明する
。図４（ａ）は伝送されたテレビジョン信号に含まれる
疑似雑音データ系列｛ａｋ｝を示し、図４（ｂ）は直流
オフセット発生源１２の出力を示し、図４（ｃ）は切換
信号Ｔｒを示し、図４（ｄ）は畳み込み演算手段１３に
入力される極性反転手段２６の出力を示し、図４（ｅ）
は相関出力｛ｆｋ｝を示し、図４（ｆ）は伝送特性応答
出力｛ｘｋ｝を示している。なお、説明を簡略化するた
めに、送受信系を含む伝送特性は無歪であるものとする
。

【００４０】同期復調器８には図２（ａ），（ｂ）に示
す疑似雑音データ系列｛ａｋ｝，｛−ａｋ｝が重畳され
たテレビジョン信号が入力されるものとする。同期復調
器８においてテレビジョン信号は同期復調され、ベース
バンドのテレビジョン信号が直流オフセット発生源１２
に与えられる。直流オフセット発生源１２によって、テ
レビジョン信号はクランプ期間が５０ＩＲＥにクランプ
され、ディジタル化されて受信基準信号｛ｃｋ｝として
畳み込み演算手段１３に与えられる。

【００４１】一方、係数メモリ１４からの内部基準信号
｛ｂｋ｝は極性反転手段２６によって極性がフィールド
周期で反転され、畳み込み演算手段１３には内部基準信
号｛ｂｋ｝，｛−ｂｋ｝が与えられる。

【００４２】いま、テレビジョン信号の第１９Ｈが受信
されているものとする。この期間には、図４（ａ）に示
すように、正極性の疑似雑音データ系列｛ａｋ｝が受信
される。こうして、直流オフセット発生源１２からは、
図４（ｂ）に示すように、正極性の受信基準信号｛ｃｋ
｝が畳み込み演算手段１３に与えられる。一方、この場
合には、クロックタイミング発生手段２５からの切換信
号Ｔｒは“Ｈ”であり（図４（ｃ））、セレクタ２８は
係数メモリ１４の出力を選択する。すなわち、畳み込み
演算手段１３には、図４（ｄ）に示すように、正極性の
内部基準信号｛ｂｋ｝が与えられる。

【００４３】したがって、畳み込み演算手段１３の相関
出力｛ｆｋ｝は、第４図（ｆ）に示すように、従来と同
じ波形となる。ここで、｛ａｋ｝＊｛ｂｋ｝＝｛ｒｋ｝
（記号＊は畳み込み演算を示す）、すなわち、波高値が
Ｎ／２のインパルス応答を｛ｒｋ｝とする。直流オフセ
ット値をΔとすると、相関出力｛ｆｋ｝は下記（４）式
で示すことができる。

【００４４】 ｛ｆｋ｝＝｛ｃｋ｝＊｛ｂｋ｝ ＝（｛ａｋ｝＋Δ）＊｛ｂｋ｝ ＝｛ｒｋ｝＋Δ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　…（４）但し、Δ＊｛ｂｋ｝＝Δであ
るものとする。

【００４５】この（４）式及び図４（ｅ）に示すように
、相関出力｛ｆｋ｝には直流オフセットΔが加算されて
いる。

【００４６】一方、テレビジョン信号の第２８２Ｈが受
信されている期間には、図４（ａ）に示すように、負極
性の疑似雑音データ系列｛−ａｋ｝が同期復調器８に与
えられる。同期復調器８からのベースバンドのテレビジ
ョン信号は直流オフセット発生源１２を介して出力され
、畳み込み演算手段１３には、図４（ｂ）に示す負極性
の受信基準信号｛−ｃｋ｝が与えられる。一方、この場
合には、クロックタイミング発生手段２５からの切換信
号Ｔｒは“Ｌ”であり（図４（ｃ））、セレクタ２８は
インバータ２７の出力を選択する。すなわち、畳み込み
演算手段１３には、図４（ｄ）に示すように、負極性の
内部基準信号｛−ｂｋ｝が与えられる。

【００４７】畳み込み演算手段１３は受信基準信号｛−
ｃｋ｝と内部基準信号｛−ｂｋ｝との畳み込み演算によ
って相関出力｛ｆｋ｝を求める。疑似雑音データ系列｛
−ａｋ｝が論理“−１”と論理“０”の組合わせであり
、内部基準信号｛−ｂｋ｝が論理“１”と論理“−１”
の組合わせであるので、直流オフセットを無視した場合
の相関出力｛ｆｋ｝は、波高値が第１９Ｈと同様にＮ／
２のインパルス応答波形となる。

【００４８】ここで、インパルス応答｛ｒｋ｝＝｛−ａ
ｋ｝＊｛−ｂｋ｝を用いて、直流オフセットを考慮した
相関出力｛ｆｋ｝を下記（５）式に示す。

【００４９】 ｛ｆｋ｝＝｛−ｃｋ｝＊｛−ｂｋ｝ ＝（｛−ａｋ｝＋Δ）＊｛−ｂｋ｝ ＝｛ｒｋ｝−Δ　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　…（５）この（５）式及び図４（
ｅ）に示すように、相関出力｛ｆｋ｝に加算される直流
オフセットは（−Δ）であり、第１９Ｈで加算される直
流オフセットに対して逆極性である。

【００５０】畳み込み演算手段１３からの相関出力｛ｆ
ｋ｝はそのまま加算器３０に与えられると共に、フィー
ルド遅延器３１によって１フィールド期間遅延されて加
算器３０に与えられる。すなわち、加算器３０には上記
（４），（５）式の相関出力｛ｆｋ｝が入力されること
になる。 加算器３０は１フィールド前後の相関出力｛ｆｋ｝を加
算して伝送特性応答出力｛ｘｋ｝として出力する。上記
（４），（５）式を加算すると、直流オフセットΔは相
殺され、２ｒｋのインパルス応答が得られる。すなわち
、図４（ｆ）に示すように、直流オフセットが除去され
た伝送特性応答出力｛ｘｋ｝が得られる。

【００５１】このように、本実施例においては、送信側
において疑似雑音データ系列｛ａｋ｝をフィールド周期
で反転し、一方受信側においても畳み込み演算手段１３
に与える内部基準信号｛ｂｋ｝をフィールド周期で反転
させ、フィールド前後の相関出力｛ｆｋ｝を加算するこ
とにより、直流オフセットを相殺した伝送特性応答出力
｛ｘｋ｝を得ている。伝送特性応答出力の直流オフセッ
トを除去できるので、極めて高精度の伝送路応答検出が
可能である。

【００５２】図５は本発明の他の実施例に係る伝送路応
答検出装置の受信側の一実施例を示すブロック図である
。図５において図３と同一の構成要素には同一符号を付
して説明を省略する。

【００５３】本実施例の送信側装置は第１図の構成と同
一である。本実施例の受信側装置が図３の実施例と異な
る点は、係数メモリ１４の内部基準信号｛ｂｋ｝を畳み
込み演算手段１３に直接与え、畳み込み演算手段１３の
出力を図３の極性反転手段２６と同一構成の極性反転手
段３６を介して加算手段２９に与えたことである。他の
構成は図３と同様である。

【００５４】次に、このように構成された実施例の動作
について図６の説明図を参照して説明する。図６（ａ）
は直流オフセット発生源１２からの受信基準信号｛ｃｋ
｝を示し、図６（ｂ）は相関出力｛ｆｋ｝を示し、図６
（ｃ）は切換信号Ｔｒを示し、図６（ｄ）は極性反転手
段３６の出力｛ｅｋ｝を示し、図６（ｅ）は加算手段２
９からの伝送特性応答出力｛ｘｋ｝を示している。なお
、説明の便宜上、送受信系を含む伝送路は無歪であるも
のとする。

【００５５】極性反転処理と畳み込み演算は線形処理で
あるので、これらの処理順を入れ換えても同様の作用を
呈する。本実施例においては畳み込み演算手段１３には
係数メモリ１４から常に内部基準信号｛ｂｋ｝が与えら
れている。第１９Ｈのテレビジョン信号受信中には直流
オフセット発生源１２からは正極性の受信基準信号｛ｃ
ｋ｝が畳み込み演算手段１３に与えられる（図６（ａ）
）。したがって、この場合には、畳み込み演算手段１３
には従来と同様の信号が入力されることになり、相関出
力｛ｆｋ｝は図６（ｂ）に示すように、メインパルスが
正極性で、直流オフセットΔが加算されたインパルス応
答となる。

【００５６】一方、第２８２Ｈのテレビジョン信号受信
中には、直流オフセット発生源１２からは、負極性の受
信基準信号｛−ｃｋ｝が畳み込み演算手段１３に与えら
れる（図６（ａ））。この場合には、畳み込み演算手段
１３からは、図６（ｂ）に示すように、メインパルスが
負極性で、直流オフセットΔが加算されたインパルス応
答、すなわち、負極性の相関出力｛−ｆｋ｝が出力され
る。

【００５７】畳み込み演算手段１３の出力は極性反転手
段３６を介して加算手段２９に与えられる。極性反転手
段３６はクロックタイミング発生手段２５からフィール
ド周期で変化する切換信号Ｔｒが与えられて、畳み込み
演算手段１３からの相関出力｛ｆｋ｝，｛−ｆｋ｝をフ
ィールド周期で切換えて出力する。図６（ｃ）に示すよ
うに、第１９Ｈのテレビジョン信号受信中には切換信号
Ｔｒは“Ｈ”であり、極性反転手段３６は相関出力｛ｆ
ｋ｝をそのまま出力｛ｅｋ｝として加算手段２９に与え
る（図６（ｄ））。すなわち、極性反転手段３６の出力
｛ｅｋ｝は下記（６）式によって示すことができる。

【００５８】 ｛ｅｋ｝＝｛ｆｋ｝ 　　　　＝｛ｃｋ｝＊｛ｂｋ｝ 　　　　＝（｛ａｋ｝＋Δ）＊｛ｂｋ｝　　　　＝｛ｒ
ｋ｝＋Δ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　…（６）一方、第２８２Ｈのテレビ
ジョン信号受信中には切換信号Ｔｒは“Ｌ”であり（図
６（ｃ））、相関出力｛−ｆｋ｝は極性反転されて、図
６（ｄ）に示す出力｛ｅｋ｝が加算手段２９に与えられ
る。この場合の出力｛ｅｋ｝は下記（７）式によって示
すことができる。

【００５９】 ｛ｅｋ｝＝｛−ｆｋ｝ 　　　　＝−（｛−ｃｋ｝＊｛ｂｋ｝）　　　　＝−（
｛−ａｋ｝＋Δ）＊｛ｂｋ｝）　　　　＝−（｛−ｒｋ
｝＋Δ） 　　　　＝｛ｒｋ｝−Δ　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　…（７）加算手段２
９は、第１９Ｈの出力｛ｅｋ｝を１フィールド遅延させ
て、第２８２Ｈの出力｛ｅｋ｝と加算する。上記（６）
，（７）式の加算から明らかなように、直流オフセット
Δは相殺され、加算手段２９からは、図６（ｅ）に示す
ように、直流オフセットが除去された伝送特性応答出力
が得られる。

【００６０】このように、本実施例においても図３の実
施例と同様の効果を得ることができる。

【００６１】図７は本発明の他の実施例に係る伝送路応
答検出装置の受信側を示すブロック図である。図７にお
いて図５と同様の構成要素には同一符号を付して説明を
省略する。

【００６２】本実施例の送信側の構成は図１と同一であ
る。本実施例においては、畳み込み演算手段１３の出力
は図３の加算手段２９と同一構成の加算手段４１及び加
算器４３に与えられる。加算手段４１は畳み込み演算手
段１３からの１フィールド前後の相関出力｛ｆｋ｝を加
算して増幅器４２に出力する。増幅器４２は加算手段４
１の出力を１／２倍して加算器４３に与える。加算器４
３は相関出力｛ｆｋ｝から増幅器４２の出力を減算して
極性反転手段４４に出力する。極性反転手段４４は図３
の極性反転手段２６と同一構成であり、クロックタイミ
ング発生手段２５からフィールド周期でレベルが切換わ
る切換信号Ｔｒが与えられ、加算器４３の出力とその反
転出力とをフィールド周期で切換えて伝送特性応答出力
｛ｘｋ｝として出力するようになっている。

【００６３】次に、このように構成された実施例の動作
について図８の説明図を参照して説明する。図８は第１
９Ｈ及び第２８２Ｈの各部の信号を数式によって示した
ものであり、図８（ａ）は直流オフセット発生源１２の
出力を示し、図８（ｂ）は畳み込み演算手段１３の相関
出力｛ｆｋ｝を示し、図８（ｃ）は加算手段４１の出力
｛ｉｋ｝を示し、図８（ｄ）は加算器４３の出力｛ｊｋ
｝を示し、図８（ｅ）は切換信号Ｔｒを示し、図８（ｆ
）は極性反転手段４４からの伝送特性応答出力｛ｘｋ｝
を示している。

【００６４】畳み込み演算手段１３の出力は、図５の実
施例と同様に、第１９Ｈのテレビジョン信号受信時には
ｒｋ＋Δであり、第２８２Ｈのテレビジョン信号受信時
には−ｒｋ＋Δである（図８（ｂ））。加算手段４１は
１フィールド前後の相関出力｛ｆｋ｝を加算しており、
図８（ｃ）に示すように、加算手段４１の出力｛ｉｋ｝
はいずれの期間にも２Δとなる。加算手段４１の出力は
増幅器４２によって１／２倍され、加算器４３にはΔが
与えられる。

【００６５】一方、加算器４３には図８（ｂ）の相関出
力｛ｆｋ｝も与えられている。加算器４３は相関出力｛
ｆｋ｝から増幅器４２の出力Δを減算して極性反転手段
４４に与える。こうして、極性反転手段４４には、図８
（ｄ）の出力｛ｊｋ｝に示すように、第１９Ｈにはｒｋ
が入力され、第２８２Ｈには−ｒｋが入力される。極性
反転手段４４に入力される第１９Ｈの切換信号Ｔｒは“
Ｈ”であり（図８（ｅ））、この期間には極性反転手段
４４からはｒｋがそのまま出力される。一方、第２８２
Ｈの切換信号Ｔｒは“Ｌ”であり（図８（ｅ））は、こ
の期間には加算器４３の出力｛ｊｋ｝は反転されてｒｋ
が出力される（図８（ｆ））。

【００６６】こうして、本実施例においても図３の実施
例と同様に、直流オフセットが除去された伝送特性応答
出力｛ｘｋ｝が得られる。

【００６７】図９は本発明の他の実施例に係る伝送路応
答検出装置の受信側を示すブロック図である。図９にお
いて図７と同一の構成要素には同一符号を付して説明を
省略する。

【００６８】本実施例は、畳み込み演算手段１３と加算
器４３との間に、図７の加算手段４１及び増幅器４２に
代えてフィールド遅延器４７を設けた点が図７の実施例
と異なる。

【００６９】次に、このように構成された実施例の動作
を図１０の説明図を参照して説明する。図１０は第１９
Ｈ及び第２８２Ｈの各部の信号を数式によって示したも
のであり、図１０（ａ）は直流オフセット発生源１２の
出力を示し、図１０（ｂ）は畳み込み演算手段１３の相
関出力｛ｆｋ｝を示し、図１０（ｃ）はフィールド遅延
器４７の出力｛ｉｋ｝を示し、図１０（ｄ）は加算器４
３の出力｛ｊｋ｝を示し、図１０（ｅ）は切換信号Ｔｒ
を示し、図１０（ｆ）は極性反転手段４４からの伝送特
性応答出力｛ｘｋ｝を示している。

【００７０】畳み込み演算手段１３の出力は、図５の実
施例と同様に、第１９Ｈのテレビジョン信号受信時には
ｒｋ＋Δであり、第２８２Ｈのテレビジョン信号受信時
には−ｒｋ＋Δである（図１０（ｂ））。フィールド遅
延器４７は相関出力｛ｆｋ｝を１フィールド遅延させて
おり、加算器４３には第１９Ｈが−ｒｋ＋Δで、第２８
２Ｈがｒｋ＋Δである出力｛ｉｋ｝が入力される（図１
０（ｃ））。

【００７１】加算器４３は１フィールド前後の相関出力
｛ｆｋ｝を減算しており、図１０（ｂ），（ｃ）から明
らかなように、第１９Ｈの加算器４３の出力｛ｊｋ｝は
２ｒｋであり、第２８２Ｈの加算器４３の出力｛ｊｋ｝
は−２ｒｋである（図１０（ｄ））。第１９Ｈの切換信
号Ｔｒは“Ｈ”であり、極性反転手段４４からは直流オ
フセットが除去された伝送特性応答出力２ｒｋが出力さ
れる。 また、第２８２Ｈの切換信号Ｔｒは“Ｌ”であり、極性
反転手段４４は入力されたデータ列を反転させ、直流オ
フセットが除去された伝送特性応答出力２ｒｋ（図１０
（ｆ））を伝送特性応答出力｛ｘｋ｝として出力する。 こうして、本実施例においても図３の実施例と同様の効
果を得ることができる。

【００７２】これらの実施例においては、送信側で“１
”と“０”とから成る疑似雑音データ系列｛ａｋ｝をテ
レビジョン信号に挿入して伝送し、受信側で疑似雑音デ
ータ系列｛ａｋ｝の“０”を“−１”に置き換えた内部
基準信号｛ｂｋ｝と受信基準信号｛ｃｋ｝との畳み込み
演算によって、伝送特性応答出力を得ている。したがっ
て、疑似雑音データ系列｛ａｋ｝と内部基準信号｛ｂｋ
｝とを入れ換えても同様の作用及び効果が得られること
は明かである。図１１にこの場合の送信波形を示す。図
１１（ａ）は第１９Ｈを示し、図１１（ｂ）は第２８２
Ｈを示している。

【００７３】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ものではなく、例えば、上記各実施例では疑似雑音デー
タ系列の極性に対応させて畳み込み演算結果を極性反転
させ、極性反転していない畳み込み演算結果との加算に
よって直流オフセットを除去しているが、加算手段とし
てはフィールド遅延器を用いる必要はなく、畳み込み演
算結果が得られる度に、この演算結果をメモリ等に格納
して、後に加算又は減算を行ってもよいことは明かであ
る。

【００７４】特に、図７及び図１０の実施例において、
最後の極性反転を行わなくても直流オフセットは除去さ
れており、正極性あるいは負極性の基準信号がえられる
。

【００７５】また、基準信号としては、疑似雑音データ
系列に限定されることはなく、畳み込み演算によって伝
送特性が得られるものであればいかなるものであっても
よい。更に、テレビジョン信号の伝送特性検出だけでな
く、一般の信号伝送及び波形伝送等に適用することがで
きることは明かである。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、受
信側で発生する直流オフセットを相殺することができる
ので、伝送路特性の検出精度を著しく向上させることが
可能となるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る伝送路応答検出装置の送信側の一
実施例を示すブロック図。

【図２】図１中の加算器５からの合成出力を示す波形図
。

【図３】本発明に係る伝送路応答検出装置の受信側の一
実施例を示すブロック図。

【図４】図１の実施例の動作を説明するための説明図。

【図５】本発明の他の実施例に係る伝送路応答検出装置
の受信側を示すブロック図。

【図６】図５の実施例の動作を説明するための説明図。

【図７】本発明の他の実施例に係る伝送路応答検出装置
の受信側を示すブロック図。

【図８】図７の実施例の動作を説明するための説明図。

【図９】本発明の他の実施例に係る伝送路応答検出装置
の受信側を示すブロック図。

【図１０】図９の実施例の動作を説明するための説明図
。

【図１１】疑似雑音データ系列｛ａｋ｝と内部基準信号
｛ｂｋ｝とを入れ換えた場合の送信波形を示す波形図。

【図１２】従来の伝送路応答検出装置を示すブロック図
。

【図１３】図１２中の加算器５からの合成信号を示す波
形図。

【図１４】畳み込み演算手段の具体的な構成を示す回路
図。

【図１５】従来例の動作を説明するための説明図。

【符号の説明】

５…加算器 ２０…基準信号発生器 ２１…テレビジョン信号及びタイミング信号発生手段２
４…極性反転手段

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　疑似雑音データ系列を発生する基準信
   号発生器と、前記疑似雑音データ系列を極性反転させる
   極性反転手段と、前記疑似雑音データ系列と前記極性反
   転手段によって極性反転された疑似雑音データ系列とを
   所定周期で切換選択して夫々テレビジョン信号の所定の
   ２ラインに重畳して送出する合成手段とを具備したこと
   を特徴とする伝送路応答検出装置。
2. 【請求項２】　　疑似雑音データ系列が所定周期で極性
   反転されて重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路
   を介して入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信
   手段と、前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑
   音データ系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発
   生する内部基準信号発生手段と、前記内部基準信号を前
   記疑似雑音データ系列の極性反転周期に応じて極性反転
   させる極性反転手段と、前記受信手段からの疑似雑音デ
   ータ系列と前記極性反転手段からの内部基準信号との畳
   み込み演算を行う畳み込み演算手段と、前記疑似雑音デ
   ータ系列の極性反転周期前後の前記畳み込み演算手段の
   出力を加算することにより伝送特性を求める加算手段と
   を具備したことを特徴とする伝送路応答検出装置。
3. 【請求項３】　　疑似雑音データ系列が所定周期で極性
   反転されて重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路
   を介して入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信
   手段と、前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑
   音データ系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発
   生する内部基準信号発生手段と、前記受信手段からの疑
   似雑音データ系列と前記内部基準信号との畳み込み演算
   を行う畳み込み演算手段と、前記畳み込み演算手段の出
   力に対して前記疑似雑音データ系列の極性反転周期前後
   で加算処理することにより伝送特性を求める加算手段と
   を具備したことを特徴とする伝送路応答検出装置。
4. 【請求項４】　　疑似雑音データ系列が所定周期で極性
   反転されて重畳されたテレビジョン信号が所定の伝送路
   を介して入力され前記疑似雑音データ系列を取出す受信
   手段と、前記テレビジョン信号に重畳されている疑似雑
   音データ系列に対応したデータ系列の内部基準信号を発
   生する内部基準信号発生手段と、前記受信手段からの疑
   似雑音データ系列と前記内部基準信号との畳み込み演算
   を行う畳み込み演算手段と、前記畳み込み演算手段の出
   力に対して前記疑似雑音データ系列の極性反転周期前後
   で加算処理すると共に前記疑似雑音データ系列の極性反
   転周期で極性反転処理することにより伝送特性を求める
   加算及び極性反転手段とを具備したことを特徴とする伝
   送路応答検出装置。
5. 【請求項５】　　前記受信手段は、疑似雑音データ系列
   を発生する基準信号発生器と、前記疑似雑音データ系列
   を極性反転させる極性反転手段と、前記疑似雑音データ
   系列と前記極性反転手段によって極性反転された疑似雑
   音データ系列とを所定周期で切換選択して夫々テレビジ
   ョン信号の所定の２ラインに重畳して送出する合成手段
   とによって構成される送信装置からのテレビジョン信号
   が入力されることを特徴とする請求項２，３，４に記載
   の伝送路応答検出装置。