JPH04263514A - 論理回路 - Google Patents
論理回路Info
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- JPH04263514A JPH04263514A JP3024645A JP2464591A JPH04263514A JP H04263514 A JPH04263514 A JP H04263514A JP 3024645 A JP3024645 A JP 3024645A JP 2464591 A JP2464591 A JP 2464591A JP H04263514 A JPH04263514 A JP H04263514A
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- fet
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Links
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
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Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】[発明の目的]
【0002】
【産業上の利用分野】この発明は、遷移時間の緩やかな
信号を高速に検出し得る論理回路に関する。
信号を高速に検出し得る論理回路に関する。
【0003】
【従来の技術】入力信号の電位変化を検出して応答する
最も簡単な論理回路としては、例えばCMOSで構成さ
れたインバータ回路がある。
最も簡単な論理回路としては、例えばCMOSで構成さ
れたインバータ回路がある。
【0004】このインバータ回路にあっては、通常それ
ぞれのトランジスタのしきい値が0.8〜1.0(v)
程度に設定されて、それぞれのトランジスタの駆動能力
を同程度とし、入力信号が低位電源レベル(以下、「“
L”レベル」と呼ぶ)と高位電源レベル(以下、「“H
”レベル」と呼ぶ)との間の中間電位近傍において出力
信号が変化するように駆動制御されている。
ぞれのトランジスタのしきい値が0.8〜1.0(v)
程度に設定されて、それぞれのトランジスタの駆動能力
を同程度とし、入力信号が低位電源レベル(以下、「“
L”レベル」と呼ぶ)と高位電源レベル(以下、「“H
”レベル」と呼ぶ)との間の中間電位近傍において出力
信号が変化するように駆動制御されている。
【0005】このようなインバータ回路にあっては、入
力信号が中間電位付近に達した時に出力信号が変化する
ため、入力信号電位の遷移時間が遅い場合、すなわち立
ち上がりあるいは立ち下がりの緩やかな信号を入力とす
る場合には、入力信号が中間電位に達するまでの時間が
長くなり、高速に応答することが極めて困難であった。
力信号が中間電位付近に達した時に出力信号が変化する
ため、入力信号電位の遷移時間が遅い場合、すなわち立
ち上がりあるいは立ち下がりの緩やかな信号を入力とす
る場合には、入力信号が中間電位に達するまでの時間が
長くなり、高速に応答することが極めて困難であった。
【0006】そこで、上述したCMOSインバータ回路
に対して、図15に示すように、Nチャネルのトランジ
スタN1のゲート幅をPチャネルのトランジスタP1に
比して大幅に大きくとり、トランジスタN1の駆動能力
をトランジスタP1に比して著しく高くするように構成
されたインバータ回路がある。
に対して、図15に示すように、Nチャネルのトランジ
スタN1のゲート幅をPチャネルのトランジスタP1に
比して大幅に大きくとり、トランジスタN1の駆動能力
をトランジスタP1に比して著しく高くするように構成
されたインバータ回路がある。
【0007】このような回路構成にあっては、Nチャネ
ルの駆動能力が高いために、入力信号が“L”レベルか
ら“H”レベルに緩やかに遷移する場合であっても、入
力信号電位がトランジスタN1のしきい値電位を越える
と出力信号が変化し始める。これにより、入力信号にお
ける“L”レベルから“H”レベルの電位変化に対して
出力信号の変化が開始されるまでの時間が速められ、入
力信号の変化を高速に検出することができる。
ルの駆動能力が高いために、入力信号が“L”レベルか
ら“H”レベルに緩やかに遷移する場合であっても、入
力信号電位がトランジスタN1のしきい値電位を越える
と出力信号が変化し始める。これにより、入力信号にお
ける“L”レベルから“H”レベルの電位変化に対して
出力信号の変化が開始されるまでの時間が速められ、入
力信号の変化を高速に検出することができる。
【0008】一方、入力信号が“H”レベルから“L”
レベルに緩やかに遷移するような場合には、トランジス
タP1の駆動能力がトランジスタN1に比して低いため
、入力信号の電位変化に対して出力信号の変化が開始さ
れるまでの時間が遅くなると共に出力信号の遷移時間も
長くなり、入力信号変化に対する応答性が著しく悪化す
ることになる。
レベルに緩やかに遷移するような場合には、トランジス
タP1の駆動能力がトランジスタN1に比して低いため
、入力信号の電位変化に対して出力信号の変化が開始さ
れるまでの時間が遅くなると共に出力信号の遷移時間も
長くなり、入力信号変化に対する応答性が著しく悪化す
ることになる。
【0009】このように、図15に示すような構成にあ
っては入力信号電位の遷移速度が遅い場合に、出力信号
の応答性が入力信号電位の遷移方向に依存する。このた
め、用途が限定されることになる。
っては入力信号電位の遷移速度が遅い場合に、出力信号
の応答性が入力信号電位の遷移方向に依存する。このた
め、用途が限定されることになる。
【0010】一方、図16に示すように、Pチャネルの
トランジスタP2のゲート幅をNチャネルのトランジス
タN2に比して大幅に大きくとり、トランジスタP2の
駆動能力をトランジスタN2に比して著しく高くするよ
うに構成した回路にあっては、図15に示した回路構成
と逆の応答特性を示すようになるが、図15に示した回
路構成と同様に、出力信号の応答性が入力信号の遷移方
向に依存することになる。
トランジスタP2のゲート幅をNチャネルのトランジス
タN2に比して大幅に大きくとり、トランジスタP2の
駆動能力をトランジスタN2に比して著しく高くするよ
うに構成した回路にあっては、図15に示した回路構成
と逆の応答特性を示すようになるが、図15に示した回
路構成と同様に、出力信号の応答性が入力信号の遷移方
向に依存することになる。
【0011】一方、このような回路構成に対して、図1
7に示すように、クロック信号を用いて同期式に構成さ
れたものがある。図17に示す回路にあっては、クロッ
ク信号が“L”レべル状態時にPチャネルのトランジス
タP3により出力信号を“H”レベルにプリチャージす
るとともにNチャネルのトランジスタN4に与えられる
入力信号電位を確定させておき、このような状態からク
ロック信号を“H”レベルにすることによりNチャネル
のトランジスタN3を導通状態にさせて回路を動作させ
、出力信号電位が決定される。
7に示すように、クロック信号を用いて同期式に構成さ
れたものがある。図17に示す回路にあっては、クロッ
ク信号が“L”レべル状態時にPチャネルのトランジス
タP3により出力信号を“H”レベルにプリチャージす
るとともにNチャネルのトランジスタN4に与えられる
入力信号電位を確定させておき、このような状態からク
ロック信号を“H”レベルにすることによりNチャネル
のトランジスタN3を導通状態にさせて回路を動作させ
、出力信号電位が決定される。
【0012】このような回路構成にあっては、クロック
信号が“H”レベルになる前に入力信号電位を決定する
必要があるとともに、クロック信号が“H”レベル状態
時にのみ出力信号が有効となる。このため、回路の動作
タイミングに制約が生じ、用途が限定されていた。
信号が“H”レベルになる前に入力信号電位を決定する
必要があるとともに、クロック信号が“H”レベル状態
時にのみ出力信号が有効となる。このため、回路の動作
タイミングに制約が生じ、用途が限定されていた。
【0013】
【発明が解決しょうとする課題】以上説明したように、
遷移時間の遅い信号を検出する従来の論理回路にあって
は、検出しようとする入力信号の遷移方向によっては応
答が遅れるといった不具合を招き、使用範囲に制限を受
けていた。また、同期式のものにあっては、同期信号が
必要になるとともに、動作タイミングが制約されるとい
った不具合が生じていた。
遷移時間の遅い信号を検出する従来の論理回路にあって
は、検出しようとする入力信号の遷移方向によっては応
答が遅れるといった不具合を招き、使用範囲に制限を受
けていた。また、同期式のものにあっては、同期信号が
必要になるとともに、動作タイミングが制約されるとい
った不具合が生じていた。
【0014】そこで、この発明は、上記に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、入力信号電位
の遷移方向に係らず、非同期式によって遷移時間の遅い
入力信号に対する高速応答性を低消費電力で達成し得る
論理回路を提供することにある。
たものであり、その目的とするところは、入力信号電位
の遷移方向に係らず、非同期式によって遷移時間の遅い
入力信号に対する高速応答性を低消費電力で達成し得る
論理回路を提供することにある。
【0015】[発明の構成]
【0016】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は、高位電源と出力端子間に直列接続され
た第1導電型の第1のFET(電界効果トランジスタ)
及び第2のFETと、低位電源と出力端子間に直列接続
された第2導電型の第3のFET及び第4のFETと、
前記第2のFETあるいは第3のFETが導通状態にな
った後に出力信号と同相の遅延信号を出力する遅延回路
とを備え、前記第1のFET及び第4のFETが前記遅
延回路の遅延信号により導通制御され、前記第2のFE
T及び第3のFETが共通の入力信号により導通制御さ
れてなる。
に、この発明は、高位電源と出力端子間に直列接続され
た第1導電型の第1のFET(電界効果トランジスタ)
及び第2のFETと、低位電源と出力端子間に直列接続
された第2導電型の第3のFET及び第4のFETと、
前記第2のFETあるいは第3のFETが導通状態にな
った後に出力信号と同相の遅延信号を出力する遅延回路
とを備え、前記第1のFET及び第4のFETが前記遅
延回路の遅延信号により導通制御され、前記第2のFE
T及び第3のFETが共通の入力信号により導通制御さ
れてなる。
【0017】
【作用】上記構成において、この発明は、出力信号を遅
延して得られる遅延信号を用いて、入力信号の遷移時に
高位電源と低位電源間に電流経路が形成されないように
して入力信号の遷移を検出するようにしている。
延して得られる遅延信号を用いて、入力信号の遷移時に
高位電源と低位電源間に電流経路が形成されないように
して入力信号の遷移を検出するようにしている。
【0018】
【実施例】以下、図面を用いてこの発明の実施例を説明
する。
する。
【0019】図1はこの発明の一実施例に係る論理回路
の構成を示す図である。同図に示す実施例の論理回路は
、立ち上がり及び立ち下がり時間の緩やかな入力信号の
変化を高速に検出するようにしたものである。
の構成を示す図である。同図に示す実施例の論理回路は
、立ち上がり及び立ち下がり時間の緩やかな入力信号の
変化を高速に検出するようにしたものである。
【0020】図1において、この実施例の論理回路は、
PチャネルのFETからなるトランジスタP11,P1
2と、NチャネルのFETからなるトランジスタN11
,N12と、遅延回路1及びインバータ回路2を備えて
いる。
PチャネルのFETからなるトランジスタP11,P1
2と、NチャネルのFETからなるトランジスタN11
,N12と、遅延回路1及びインバータ回路2を備えて
いる。
【0021】トランジスタP11,P12,N11,N
12は同程度の電流駆動能力を有し、しきい値電圧の絶
対値が高位電源電位と低位電源電位との間の中間電位よ
りも低く設定されている。このようなトランジスタP1
1,P12は、高位電源と出力信号を得る出力端子との
間に直列接続されており、トランジスタP11のゲート
端子には遅延回路1の出力信号となる帰還信号が与えら
れ、トランジスタP12のゲート端子には入力信号が与
えられている。また、トランジスタN11,N12は、
出力端子と低位電源との間に直列接続されており、トラ
ンジスタN11のゲート端子には入力信号が与えられ、
トランジスタN12のゲート端子には帰還信号が与えら
れている。
12は同程度の電流駆動能力を有し、しきい値電圧の絶
対値が高位電源電位と低位電源電位との間の中間電位よ
りも低く設定されている。このようなトランジスタP1
1,P12は、高位電源と出力信号を得る出力端子との
間に直列接続されており、トランジスタP11のゲート
端子には遅延回路1の出力信号となる帰還信号が与えら
れ、トランジスタP12のゲート端子には入力信号が与
えられている。また、トランジスタN11,N12は、
出力端子と低位電源との間に直列接続されており、トラ
ンジスタN11のゲート端子には入力信号が与えられ、
トランジスタN12のゲート端子には帰還信号が与えら
れている。
【0022】遅延回路1は、出力端子に得られる出力信
号を入力として、この信号を遅延し帰還信号として出力
する。信号の遅延時間は、入力信号の立ち上がり及び立
ち下がり時間よりも大きく設定される。
号を入力として、この信号を遅延し帰還信号として出力
する。信号の遅延時間は、入力信号の立ち上がり及び立
ち下がり時間よりも大きく設定される。
【0023】すなわち、入力信号が“L”レベルから“
H”レベルに遷移する場合は、入力信号が十分に“H”
レベルとなりトランジスタP12が非導通状態になるま
で出力信号を遅延して、帰還信号を“H”レベルに保ち
、トランジスタP12が非導通状態になった後に帰還信
号を“L”レベルとする。一方、入力信号が“H”レベ
ルから“L”レベルに遷移する場合には、入力信号が十
分に“L”レベルとなりトランジスタN11が非導通状
態になるまで出力信号を遅延して、帰還信号を“L”レ
ベルに保ち、トランジスタN11が非導通状態になった
後帰還信号を“H”レベルとする。このように、遅延回
路1における遅延時間を設定することは、高位電源と低
位電源との間に直列接続されたすべてのトランジスタが
同時に導通状態になることを回避して、貫通電流の発生
を防止するためである。
H”レベルに遷移する場合は、入力信号が十分に“H”
レベルとなりトランジスタP12が非導通状態になるま
で出力信号を遅延して、帰還信号を“H”レベルに保ち
、トランジスタP12が非導通状態になった後に帰還信
号を“L”レベルとする。一方、入力信号が“H”レベ
ルから“L”レベルに遷移する場合には、入力信号が十
分に“L”レベルとなりトランジスタN11が非導通状
態になるまで出力信号を遅延して、帰還信号を“L”レ
ベルに保ち、トランジスタN11が非導通状態になった
後帰還信号を“H”レベルとする。このように、遅延回
路1における遅延時間を設定することは、高位電源と低
位電源との間に直列接続されたすべてのトランジスタが
同時に導通状態になることを回避して、貫通電流の発生
を防止するためである。
【0024】インバータ回路2は、入力信号を受けてそ
の反転出力信号を論理回路の出力信号を得る出力端子に
与えている。このインバータ回路2は、論理回路が定常
状態になると、出力端子はフローティング状態となるた
め、これを防止して出力信号電位を確定させるために設
けられており、インバータ回路2を構成するトランジス
タのサイズはトランジスタP11,P12,N11、N
12のサイズに比して十分に小さくとられており、電流
駆動能力が低く設定されている。
の反転出力信号を論理回路の出力信号を得る出力端子に
与えている。このインバータ回路2は、論理回路が定常
状態になると、出力端子はフローティング状態となるた
め、これを防止して出力信号電位を確定させるために設
けられており、インバータ回路2を構成するトランジス
タのサイズはトランジスタP11,P12,N11、N
12のサイズに比して十分に小さくとられており、電流
駆動能力が低く設定されている。
【0025】次に、このように構成された論理回路の作
用動作を図2に示す動作タイミングチャートを参照して
説明する。
用動作を図2に示す動作タイミングチャートを参照して
説明する。
【0026】まず、入力信号が“L”レベル、出力信号
が“H”レベル、遅延回路1の帰還信号が“H”レベル
の定常状態において、入力信号が“L”レベルから“H
”レベルへと緩やかに遷移し始めて、トランジスタN1
1のVgs(ゲート・ソース間電圧)がしきい値電圧V
TNを越えると(時間t1 )、トランジスタN11は
非導通状態から導通状態となる。この時に、トランジス
タP11は非導通状態、トランジスタN12は導通状態
にあるため、入力信号の電位の上昇とともに出力信号電
位は急速に“H”レベルから“L”レベルと変化する。
が“H”レベル、遅延回路1の帰還信号が“H”レベル
の定常状態において、入力信号が“L”レベルから“H
”レベルへと緩やかに遷移し始めて、トランジスタN1
1のVgs(ゲート・ソース間電圧)がしきい値電圧V
TNを越えると(時間t1 )、トランジスタN11は
非導通状態から導通状態となる。この時に、トランジス
タP11は非導通状態、トランジスタN12は導通状態
にあるため、入力信号の電位の上昇とともに出力信号電
位は急速に“H”レベルから“L”レベルと変化する。
【0027】これは、出力端子に接続される負荷から電
荷がトランジスタN11,N12を介して低位電源に流
れる際に、高位電源と出力端子間に電流経路が形成され
ず、高位電源と低位電源間に貫通電流が流れないため、
負荷の電荷のみが放電されるためである。したがって、
過度応答時に貫通電流が生じないため、特に入力信号の
遷移時間が緩やかで過度応答時に貫通電流が流れる場合
に比して、出力信号の応答性が大幅に改善されることに
なる。
荷がトランジスタN11,N12を介して低位電源に流
れる際に、高位電源と出力端子間に電流経路が形成され
ず、高位電源と低位電源間に貫通電流が流れないため、
負荷の電荷のみが放電されるためである。したがって、
過度応答時に貫通電流が生じないため、特に入力信号の
遷移時間が緩やかで過度応答時に貫通電流が流れる場合
に比して、出力信号の応答性が大幅に改善されることに
なる。
【0028】出力信号が“L”レベルとなった後入力信
号電位が十分に“H”レベルとなり、設定された遅延時
間が経過すると(時間t2 )、帰還信号は“H”レベ
ルから“L”レベルとなり、トランジスタP11は導通
状態、トランジスタN12は非導通状態となる。この時
に、入力信号電位が“H”レベルでトランジスタP12
が非導通状態にあるため、貫通電流が流れることはない
。
号電位が十分に“H”レベルとなり、設定された遅延時
間が経過すると(時間t2 )、帰還信号は“H”レベ
ルから“L”レベルとなり、トランジスタP11は導通
状態、トランジスタN12は非導通状態となる。この時
に、入力信号電位が“H”レベルでトランジスタP12
が非導通状態にあるため、貫通電流が流れることはない
。
【0029】次に、入力信号が“H”レベル、出力信号
及び帰還信号が“L”レベルの定常状態において、入力
信号が“H”レベルから“L”レベルへと緩やかに遷移
し始めて、トランジスタP12のVgsがしきい値電圧
VTPを越えると(時間t3 )、トランジスタP12
は非導通状態から導通状態となる。この時に、トランジ
スタN12は非導通状態、トランジスタP11は導通状
態にあるので、入力信号電位の低下とともに出力信号電
位は急速に“L”レベルから“H”レベルと変化する。
及び帰還信号が“L”レベルの定常状態において、入力
信号が“H”レベルから“L”レベルへと緩やかに遷移
し始めて、トランジスタP12のVgsがしきい値電圧
VTPを越えると(時間t3 )、トランジスタP12
は非導通状態から導通状態となる。この時に、トランジ
スタN12は非導通状態、トランジスタP11は導通状
態にあるので、入力信号電位の低下とともに出力信号電
位は急速に“L”レベルから“H”レベルと変化する。
【0030】これは、高位電源から出力端子の負荷にト
ランジスタP11,P12を介して電荷が流れる際に、
出力端子と低位電源間に電流経路が形成されず、高位電
源と低位電源間に貫通電流が流れないため、高位電源か
らのすべての電荷によって負荷が充電されるためである
。したがって、入力信号が“H”レベルから“L”レベ
ルへ立ち下がる場合にあっても、上述したと同様に出力
信号の応答性が改善されることになる。
ランジスタP11,P12を介して電荷が流れる際に、
出力端子と低位電源間に電流経路が形成されず、高位電
源と低位電源間に貫通電流が流れないため、高位電源か
らのすべての電荷によって負荷が充電されるためである
。したがって、入力信号が“H”レベルから“L”レベ
ルへ立ち下がる場合にあっても、上述したと同様に出力
信号の応答性が改善されることになる。
【0031】出力信号が“H”レベルとなった後入力信
号電位が十分に“L”レベルとなり、設定された遅延時
間が経過すると(時間t4 )、帰還信号は“L”レベ
ルから“H”レベルとなり、トランジスタP11は非導
通状態、トランジスタN12は導通状態となる。この時
に、入力信号電位が“L”レベルでトランジスタN11
が非導通状態にあるため、貫通電流が流れることはない
。
号電位が十分に“L”レベルとなり、設定された遅延時
間が経過すると(時間t4 )、帰還信号は“L”レベ
ルから“H”レベルとなり、トランジスタP11は非導
通状態、トランジスタN12は導通状態となる。この時
に、入力信号電位が“L”レベルでトランジスタN11
が非導通状態にあるため、貫通電流が流れることはない
。
【0032】このように、入力信号が“L”レベルから
“H”レベルへ立ち上がる場合はN型のトランジスタの
みを動作させ、入力信号が“H”レベルから“L”レベ
ルへ立ち下がる場合にはP型のトランジスタのみを動作
させることによって、入力信号の遷移方向に係らず入力
信号電位が中間電位にあっても貫通電流を防止して入力
信号変化を検出しているので、低消費電力で高速応答を
実現することが可能となる。
“H”レベルへ立ち上がる場合はN型のトランジスタの
みを動作させ、入力信号が“H”レベルから“L”レベ
ルへ立ち下がる場合にはP型のトランジスタのみを動作
させることによって、入力信号の遷移方向に係らず入力
信号電位が中間電位にあっても貫通電流を防止して入力
信号変化を検出しているので、低消費電力で高速応答を
実現することが可能となる。
【0033】次に、この発明の他の実施例に係る論理回
路を図3乃至図10を参照して説明する。
路を図3乃至図10を参照して説明する。
【0034】図3乃至図5に示す論理回路は、図1に示
した論理回路の構成に対して、トランジスタP11,P
12,N11,N12のゲート端子に与える信号を変え
たものであり、他の構成は図1と同様である。
した論理回路の構成に対して、トランジスタP11,P
12,N11,N12のゲート端子に与える信号を変え
たものであり、他の構成は図1と同様である。
【0035】図3にあっては、トランジスタP11,N
12のゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP1
2,N11のゲート端子に帰還信号を与えるようにして
いる。図4にあっては、トランジスタP11,N11の
ゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP12,N
12のゲート端子に帰還信号を与えるようにしたもので
ある。図5にあっては、トランジスタP12,N12の
ゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP11,N
11のゲート端子に与えるようにしている。
12のゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP1
2,N11のゲート端子に帰還信号を与えるようにして
いる。図4にあっては、トランジスタP11,N11の
ゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP12,N
12のゲート端子に帰還信号を与えるようにしたもので
ある。図5にあっては、トランジスタP12,N12の
ゲート端子に入力信号を与え、トランジスタP11,N
11のゲート端子に与えるようにしている。
【0036】図6に示す論理回路は、図1に示した構成
の論理回路に対して、インバータ回路2に代えて同様に
機能するラッチ回路3を設けて構成されたものである。
の論理回路に対して、インバータ回路2に代えて同様に
機能するラッチ回路3を設けて構成されたものである。
【0037】このように、図3乃至図6に示す構成にあ
っても、図1に示した構成の論理回路と同様に作用動作
し、同様の効果を得ることができる。
っても、図1に示した構成の論理回路と同様に作用動作
し、同様の効果を得ることができる。
【0038】図7は図1に示した構成の論理回路に対し
て、入力信号の遷移時間に対応して帰還信号の遅延時間
をダイナミックに設定するようにした遅延回路1の一具
体的構成を示す図である。
て、入力信号の遷移時間に対応して帰還信号の遅延時間
をダイナミックに設定するようにした遅延回路1の一具
体的構成を示す図である。
【0039】図7において、遅延回路1は、入力信号を
受けて入力信号電位が“H”レベルから“L”レベルに
遷移する初期段階を検出するPチャネルのトランジスタ
P13およびNチャネルのトランジスタN13からなる
インバータ回路と、このインバータ回路の出力を受けて
信号Aを出力とするインバータ回路4と、入力信号を受
けて入力信号電位が“L”レベルから“H”レベルに遷
移する初期の段階を検出するPチャネルのトランジスタ
P14及びNチャネルのトランジスタN14からなるイ
ンバータ回路と、このインバータ回路の出力を受けて信
号Bを出力するインバータ回路5と、出力信号を遅延し
て信号Cを出力とするインバータ回路群6と、信号Bに
より導通制御されるPチャネルのトランジスタからなる
伝達ゲートP15及び信号Aにより導通制御されるNチ
ャネルのトランジスタからなる伝達ゲートN15と、伝
達ゲートP15,N15が非導通状態時に帰還信号のフ
ローティング状態を防止するラッチ回路7を備えて構成
されている。
受けて入力信号電位が“H”レベルから“L”レベルに
遷移する初期段階を検出するPチャネルのトランジスタ
P13およびNチャネルのトランジスタN13からなる
インバータ回路と、このインバータ回路の出力を受けて
信号Aを出力とするインバータ回路4と、入力信号を受
けて入力信号電位が“L”レベルから“H”レベルに遷
移する初期の段階を検出するPチャネルのトランジスタ
P14及びNチャネルのトランジスタN14からなるイ
ンバータ回路と、このインバータ回路の出力を受けて信
号Bを出力するインバータ回路5と、出力信号を遅延し
て信号Cを出力とするインバータ回路群6と、信号Bに
より導通制御されるPチャネルのトランジスタからなる
伝達ゲートP15及び信号Aにより導通制御されるNチ
ャネルのトランジスタからなる伝達ゲートN15と、伝
達ゲートP15,N15が非導通状態時に帰還信号のフ
ローティング状態を防止するラッチ回路7を備えて構成
されている。
【0040】トランジスタP13は、トランジスタN1
3よりもゲート幅が十分に大きく電流駆動能力が高くな
るように設定されており、入力信号電位が“H”レベル
から“L”レベルへ遷移する際に、トランジスタP13
のVgsがしきい値電圧VTPを越えると信号Aが“H
”レベルから“L”レベルに立ち下がるように構成され
ている。
3よりもゲート幅が十分に大きく電流駆動能力が高くな
るように設定されており、入力信号電位が“H”レベル
から“L”レベルへ遷移する際に、トランジスタP13
のVgsがしきい値電圧VTPを越えると信号Aが“H
”レベルから“L”レベルに立ち下がるように構成され
ている。
【0041】一方、トランジスタN14は、トランジス
タP14よりもゲート幅が十分に大きく電流駆動能力が
高くなるように設定されており、入力信号電位が“L”
レベルから“H”レベルへ遷移する際に、トランジスタ
N14のVgsがしきい値電圧VTNを越えると信号B
が“L”レベルから“H”レベルに立ち上がるように構
成されている。
タP14よりもゲート幅が十分に大きく電流駆動能力が
高くなるように設定されており、入力信号電位が“L”
レベルから“H”レベルへ遷移する際に、トランジスタ
N14のVgsがしきい値電圧VTNを越えると信号B
が“L”レベルから“H”レベルに立ち上がるように構
成されている。
【0042】インバータ回路群6は、入力信号の遷移に
より出力信号が遷移する際に、両伝達ゲートP15,N
15が閉状態になるまでの間信号Cがそれまでのレベル
に保持される程度に出力信号を遅延させる。
より出力信号が遷移する際に、両伝達ゲートP15,N
15が閉状態になるまでの間信号Cがそれまでのレベル
に保持される程度に出力信号を遅延させる。
【0043】次に、上記構成の作用動作を図8の動作タ
イミングチャートを参照して説明する。
イミングチャートを参照して説明する。
【0044】まず、入力信号が“L”レベルから緩やか
に“H”レベルへと遷移し始めて、トランジスタN11
及びトランジスタN14のVgsがしきい値電圧VTH
を越えると、(時間t1 )、トランジスタN11は導
通状態となり、出力信号は急速に“H”レベルから“L
”レベルとなる。また、これと同時に、信号Bが“L”
レベルから“H”レベルとなり、伝達ゲートP15は非
導通状態となり、両伝達ゲートP15,N15は閉状態
となる(時間t2 )。これにより、帰還信号は信号C
と分離され、それまでのレベル状態の“H”レベルが保
持される。この後、出力信号が“L”レベルになったこ
とにより信号Cが“H”レベルから“L”レベルとなる
。
に“H”レベルへと遷移し始めて、トランジスタN11
及びトランジスタN14のVgsがしきい値電圧VTH
を越えると、(時間t1 )、トランジスタN11は導
通状態となり、出力信号は急速に“H”レベルから“L
”レベルとなる。また、これと同時に、信号Bが“L”
レベルから“H”レベルとなり、伝達ゲートP15は非
導通状態となり、両伝達ゲートP15,N15は閉状態
となる(時間t2 )。これにより、帰還信号は信号C
と分離され、それまでのレベル状態の“H”レベルが保
持される。この後、出力信号が“L”レベルになったこ
とにより信号Cが“H”レベルから“L”レベルとなる
。
【0045】入力信号電位が上昇して、トランジスタP
13のVgsがしきい値電圧VTPを越えると(時間t
3 )、信号Aは“L”レベルから“H”レベルとなり
、伝達ゲートN15が導通状態となる(時間t4 )。 これにより、帰還信号は信号Cと同じレベルの“L”レ
ベルとなり、トランジスタP11が導通状態、トランジ
スタN12が非導通状態となる。
13のVgsがしきい値電圧VTPを越えると(時間t
3 )、信号Aは“L”レベルから“H”レベルとなり
、伝達ゲートN15が導通状態となる(時間t4 )。 これにより、帰還信号は信号Cと同じレベルの“L”レ
ベルとなり、トランジスタP11が導通状態、トランジ
スタN12が非導通状態となる。
【0046】次に、このような状態から入力信号が“H
”レベルから“L”レベルと緩やかに遷移し始めて、ト
ランジスタP12及びトランジスタP13のVgsがし
きい値電圧VTPを越えると(時間t5 )、トランジ
スタP12は導通状態となり、出力信号は急速に“L”
レベルから“H”レベルとなる。また、これと同時に、
信号Aが“H”レベルから“L”レベルとなり、伝達ゲ
ートN15は非導通状態となり、両伝達ゲートP15,
N15は閉状態となる(時間t6 )。これにより、帰
還信号は信号Cと分離されて、それまでのレベル状態の
“L”レベルが保持される。この後、出力信号が“H”
レベルになったことにより信号Cが“L”レベルから“
H”レベルとなる。
”レベルから“L”レベルと緩やかに遷移し始めて、ト
ランジスタP12及びトランジスタP13のVgsがし
きい値電圧VTPを越えると(時間t5 )、トランジ
スタP12は導通状態となり、出力信号は急速に“L”
レベルから“H”レベルとなる。また、これと同時に、
信号Aが“H”レベルから“L”レベルとなり、伝達ゲ
ートN15は非導通状態となり、両伝達ゲートP15,
N15は閉状態となる(時間t6 )。これにより、帰
還信号は信号Cと分離されて、それまでのレベル状態の
“L”レベルが保持される。この後、出力信号が“H”
レベルになったことにより信号Cが“L”レベルから“
H”レベルとなる。
【0047】入力信号電位が低下して、トランジスタN
14のVgsがしきい値電圧VTNを越えると(時間t
7 )、信号Bは“H”レベルから“L”レベルとなり
、伝達ゲートP15が導通状態となる(時間t8 )。 これにより、帰還信号は信号Cと同じレベルの“H”レ
ベルとなり、トランジスタP11が非導通状態、トラン
ジスタN12が導通状態となる。
14のVgsがしきい値電圧VTNを越えると(時間t
7 )、信号Bは“H”レベルから“L”レベルとなり
、伝達ゲートP15が導通状態となる(時間t8 )。 これにより、帰還信号は信号Cと同じレベルの“H”レ
ベルとなり、トランジスタP11が非導通状態、トラン
ジスタN12が導通状態となる。
【0048】このように、上述した遅延回路1にあって
は、入力信号の遷移速度に応じて遅延回路1における帰
還信号の遅延時間を可変制御するようにしているので、
入力信号の遷移時間が変動するような場合であっても対
応することが可能となる。
は、入力信号の遷移速度に応じて遅延回路1における帰
還信号の遅延時間を可変制御するようにしているので、
入力信号の遷移時間が変動するような場合であっても対
応することが可能となる。
【0049】図9は、本発明を2入力の否定論理積回路
に適用した実施例の回路構成を示す図であり、図10は
本発明を2入力否定論理和回路に適用した実施例の回路
構成を示す図である。このように、本発明は前述したイ
ンバータ回路の他に否定論理積回路や否定論理和回路等
の様々な論理回路に適用することが可能である。
に適用した実施例の回路構成を示す図であり、図10は
本発明を2入力否定論理和回路に適用した実施例の回路
構成を示す図である。このように、本発明は前述したイ
ンバータ回路の他に否定論理積回路や否定論理和回路等
の様々な論理回路に適用することが可能である。
【0050】このような本発明の論理回路は、例えば図
11に示すように、多入力信号Do 〜Dn における
“L”レベル検出回路に適用される。
11に示すように、多入力信号Do 〜Dn における
“L”レベル検出回路に適用される。
【0051】図11に示す検出回路の特徴は、図12の
動作タイミングチャートに示すように、クロック信号を
受けるNチャネルのトランジスタN22と直列接続され
たNチャネルのトランジスタN21に与えられる複数の
入力信号Do〜Dn のうち少なくとも1つの入力信号
が“H”レベルとなることにより、クロック信号を受け
るPチャネルのトランジスタP21によりプリチャージ
される信号Eを“L”レベルとし、これを本発明の論理
回路11で検出することにある。
動作タイミングチャートに示すように、クロック信号を
受けるNチャネルのトランジスタN22と直列接続され
たNチャネルのトランジスタN21に与えられる複数の
入力信号Do〜Dn のうち少なくとも1つの入力信号
が“H”レベルとなることにより、クロック信号を受け
るPチャネルのトランジスタP21によりプリチャージ
される信号Eを“L”レベルとし、これを本発明の論理
回路11で検出することにある。
【0052】このような回路にあっては、入力信号数が
多く信号Eを得るトランジスタP21とトランジスタN
21の接続点の負荷が大きくなり、1つの入力信号のみ
が“H”レベルとなることにより信号Eが“L”レベル
となる場合には、信号Eの立ち下がりが緩やかになるた
め、このような信号Eを検出する回路として本発明の論
理回路は好適である。
多く信号Eを得るトランジスタP21とトランジスタN
21の接続点の負荷が大きくなり、1つの入力信号のみ
が“H”レベルとなることにより信号Eが“L”レベル
となる場合には、信号Eの立ち下がりが緩やかになるた
め、このような信号Eを検出する回路として本発明の論
理回路は好適である。
【0053】また、複数の入力信号Do 〜Dn のう
ち少なくとも1つの入力信号が“L”レベルとなること
により、予め“L”レベルにディスチャージされた信号
Eを“H”レベルとするような場合にあっても、本発明
の理論回路は好適となる。
ち少なくとも1つの入力信号が“L”レベルとなること
により、予め“L”レベルにディスチャージされた信号
Eを“H”レベルとするような場合にあっても、本発明
の理論回路は好適となる。
【0054】上述したように、本発明の論理回路は、P
チャネルのトランジスタとNチャネルのトランジスタと
からなる従来のインバータ回路と比較すると、図13に
示すように、同様の入力信号に対する従来のインバータ
回路12の出力信号A及び本発明の論理回路11の出力
信号Bは、図14に示すようになり、従来の回路では入
力信号が中間電位付近に達した時に出力信号Aの遷移が
開始されるのに対して、本発明の論理回路では入力信号
がトランジスタのしきい値を越えた時に出力信号の遷移
が始まるので、入力信号の変化に対して高速に応答する
ことができるようになる。
チャネルのトランジスタとNチャネルのトランジスタと
からなる従来のインバータ回路と比較すると、図13に
示すように、同様の入力信号に対する従来のインバータ
回路12の出力信号A及び本発明の論理回路11の出力
信号Bは、図14に示すようになり、従来の回路では入
力信号が中間電位付近に達した時に出力信号Aの遷移が
開始されるのに対して、本発明の論理回路では入力信号
がトランジスタのしきい値を越えた時に出力信号の遷移
が始まるので、入力信号の変化に対して高速に応答する
ことができるようになる。
【0055】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
、出力信号を遅延して得られる遅延信号を用いて、入力
信号の遷移時に高位電源と低位電源間に電流経路が形成
されないようにして入力信号の遷移を検出するようにし
たので、入力信号の遷移が緩やかな場合であっても入力
信号が中間電位の時に貫通電流の発生を防止することが
可能となる。
、出力信号を遅延して得られる遅延信号を用いて、入力
信号の遷移時に高位電源と低位電源間に電流経路が形成
されないようにして入力信号の遷移を検出するようにし
たので、入力信号の遷移が緩やかな場合であっても入力
信号が中間電位の時に貫通電流の発生を防止することが
可能となる。
【0056】これにより、入力信号の遷移方向に係らず
、同期信号を使用することなく遷移時間の緩やかな入力
信号に対する高速応答性を低消費電力で達成することが
できるようになる。
、同期信号を使用することなく遷移時間の緩やかな入力
信号に対する高速応答性を低消費電力で達成することが
できるようになる。
【図1】この発明の一実施例に係る論理回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図2】図1に示す回路の動作タイミングチャートを示
す図である。
す図である。
【図3】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図4】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図5】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図6】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図7】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図8】図7に示す回路の動作タイミングチャートを示
す図である。
す図である。
【図9】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図10】この発明の他の実施例に係る論理回路の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図11】この発明の論理回路が適用された検出回路の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図12】図11に示す回路の動作タイミングチャート
を示す図である。
を示す図である。
【図13】この発明と従来例との比較構成を示す図であ
る。
る。
【図14】図13に示す構成の動作波形を示す図である
。
。
【図15】従来のインバータ回路の一構成例を示す図で
ある。
ある。
【図16】従来のインバータ回路の一構成例を示す図で
ある。
ある。
【図17】従来のインバータ回路の一構成例を示す図で
ある。
ある。
P1,P2,P3,P11,P12,P13,P14,
P15,P21 PチャネルのトランジスタN1,N
2,N3,N4,N12,N13,N14,N15,N
21,N22Nチャネルのトランジスタ1 遅延回路 2,4,5,6,12 インバータ回路3,7 ラ
ッチ回路 11 本発明の論理回路
P15,P21 PチャネルのトランジスタN1,N
2,N3,N4,N12,N13,N14,N15,N
21,N22Nチャネルのトランジスタ1 遅延回路 2,4,5,6,12 インバータ回路3,7 ラ
ッチ回路 11 本発明の論理回路
Claims (3)
- 【請求項1】 高位電源と出力端子間に直列接続され
た第1導電型の第1のFET(電界効果トランジスタ)
及び第2のFETと、低位電源と前記出力端子間に直列
接続された第2導電型の第3のFET及び第4のFET
と、前記第2のFETあるいは第3のFETが導通状態
になった後に出力信号と同相の遅延信号を出力する遅延
回路とを備え、前記第1のFET及び第4のFETが前
記遅延回路の遅延信号により導通制御され、前記第2の
FET及び第3のFETが共通の入力信号により導通制
御されてなることを特徴とする論理回路。 - 【請求項2】 複数の入力信号により導通制御されて
なる第1導電型のFET群及び第2導電型のFET群と
、前記第1導電型のFET群あるいは第2導電型のFE
T群が導通状態になった後に出力信号と同相の遅延信号
を出力する遅延回路と、高位電源と出力端子間に前記第
1導電型のFET群と直列接続されて前記遅延回路の遅
延信号により導通制御されてなる第1導電型のFETと
、低位電源と出力端子間に前記第2導電型のFET群と
直列接続されて前記遅延回路の遅延信号により導通制御
されてなる第2導電型のFETとを有することを特徴と
する論理回路。 - 【請求項3】 前記遅延回路は、入力信号電位の遷移
時間に対応して遅延信号の遅延時間を可変制御してなる
ことを特徴とする請求項1又は請求項2記載の論理回路
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3024645A JPH04263514A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3024645A JPH04263514A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04263514A true JPH04263514A (ja) | 1992-09-18 |
Family
ID=12143877
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3024645A Pending JPH04263514A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04263514A (ja) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08186482A (ja) * | 1995-01-04 | 1996-07-16 | Nec Corp | 駆動回路 |
JPH11202970A (ja) * | 1998-01-19 | 1999-07-30 | Toshiba Microelectronics Corp | クロックスキュー防止回路 |
US6046611A (en) * | 1998-01-26 | 2000-04-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor circuit device with receiver circuit |
US6181176B1 (en) * | 1998-03-20 | 2001-01-30 | Nec Corporation | Output buffer circuit |
US6686773B1 (en) * | 2002-07-31 | 2004-02-03 | Texas Instruments Incorporated | Reducing short circuit power in CMOS inverter circuits |
JP2006203748A (ja) * | 2005-01-24 | 2006-08-03 | Sanyo Electric Co Ltd | 駆動回路 |
JP2007189386A (ja) * | 2006-01-12 | 2007-07-26 | Fujitsu Ltd | 半導体集積回路 |
JP2011061515A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Sharp Corp | 非接触通信システム |
-
1991
- 1991-02-19 JP JP3024645A patent/JPH04263514A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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