JPH0423516B2 - - Google Patents
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- JPH0423516B2 JPH0423516B2 JP13053783A JP13053783A JPH0423516B2 JP H0423516 B2 JPH0423516 B2 JP H0423516B2 JP 13053783 A JP13053783 A JP 13053783A JP 13053783 A JP13053783 A JP 13053783A JP H0423516 B2 JPH0423516 B2 JP H0423516B2
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- JP
- Japan
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- collector
- resistors
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 17
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はDC−DCコンバータに関する。
背景技術とその問題点
先ず、第１図を参照して、本出願人より先に提
案したDC−DCコンバータについて説明する。
BTは直流電源、即ち電池（例えばカーバツテリ
ー）で、その正極が入力端子T1に接続され、負
極が接地されている。TRはトランスで１枚コイ
ルａ、二次コイルｂ及び検出用コイルｃを有す
る。Q11は発振用のNPN形トランジスタで、その
コレクタは一次コイルａの一端に接続され、エミ
ツタが接地されている。入力端子T1はコイルL11
及びコンデンサC11，C12から成るフイルタF1を通
じて一次コイルａの他端に接続される。尚、フイ
ルタF1のコールドエンド側は接地されている。
コイルL11及びａの接続中点が抵抗器R12を通じて
トランジスタQ11のベースに接続される。更に、
トランジスタQ12のベースが抵抗器R13−コンデ
ンサC15−コイルｃの直列回路から成る時定数回
路を通じて接地される。
案したDC−DCコンバータについて説明する。
BTは直流電源、即ち電池（例えばカーバツテリ
ー）で、その正極が入力端子T1に接続され、負
極が接地されている。TRはトランスで１枚コイ
ルａ、二次コイルｂ及び検出用コイルｃを有す
る。Q11は発振用のNPN形トランジスタで、その
コレクタは一次コイルａの一端に接続され、エミ
ツタが接地されている。入力端子T1はコイルL11
及びコンデンサC11，C12から成るフイルタF1を通
じて一次コイルａの他端に接続される。尚、フイ
ルタF1のコールドエンド側は接地されている。
コイルL11及びａの接続中点が抵抗器R12を通じて
トランジスタQ11のベースに接続される。更に、
トランジスタQ12のベースが抵抗器R13−コンデ
ンサC15−コイルｃの直列回路から成る時定数回
路を通じて接地される。
さらに、PNP形のトランジスタQ12が設けら
れ、そのエミツタがトランジスタQ11のベースに
接続され、そのコレクタが接地される。
れ、そのエミツタがトランジスタQ11のベースに
接続され、そのコレクタが接地される。
制御端子T2が抵抗器R11を通じてトランジスタ
Q12のベースに接続される。
Q12のベースに接続される。
トランスTRの二次コイルｂの一端が整流用ダ
イオードD11のカソードに接続され、他端が接地
される。尚、C13は、ダイオードD11のアノードと
二次コイルｂの他端間に接続された平滑用コンデ
ンサである。ダイオードD11のアノードは、コイ
ルL12及びコンデンサC14から成るフイルタF2を通
じて出力端子T3に接続される。フイルタF2のコ
ールドエンド側は接地される。出力端子T3が抵
抗器R14を通じてトランジスタQ12のベースに接
続される。
イオードD11のカソードに接続され、他端が接地
される。尚、C13は、ダイオードD11のアノードと
二次コイルｂの他端間に接続された平滑用コンデ
ンサである。ダイオードD11のアノードは、コイ
ルL12及びコンデンサC14から成るフイルタF2を通
じて出力端子T3に接続される。フイルタF2のコ
ールドエンド側は接地される。出力端子T3が抵
抗器R14を通じてトランジスタQ12のベースに接
続される。
次に、この第１図のDC−DCコンバータの動作
について説明する。このコンバータは制御端子
T2に供給される基準電圧によつて出力端子T3に
得られる出力電圧が制御される。まず、トランジ
スタQ11がオフの場合、電池BTから抵抗器R12を
通じてトランジスタQ11のベースに電流が供給さ
れると、これがオンとなり、トランスTRの一次
コイルａに正のパルス電圧が発生し、これにより
検出コイルｃにも正のパルス電圧が発生し、その
パルス電圧に基づいてコンデンサC15及び抵抗供
給R13から成る時定数回路を通じてトランジスタ
Q12のベースに電流が流れ、トランジスタQ11の
ベースバイアスは一層深くなる。しかし、このベ
ース電流は次第に小さくなるので、その後トラン
ジスタQ11はオフに転じ、コイルｃのパルス電圧
は負になる。その後、再びトランジスタQ11がオ
ンとなり、上述の動作を繰り返す。
について説明する。このコンバータは制御端子
T2に供給される基準電圧によつて出力端子T3に
得られる出力電圧が制御される。まず、トランジ
スタQ11がオフの場合、電池BTから抵抗器R12を
通じてトランジスタQ11のベースに電流が供給さ
れると、これがオンとなり、トランスTRの一次
コイルａに正のパルス電圧が発生し、これにより
検出コイルｃにも正のパルス電圧が発生し、その
パルス電圧に基づいてコンデンサC15及び抵抗供
給R13から成る時定数回路を通じてトランジスタ
Q12のベースに電流が流れ、トランジスタQ11の
ベースバイアスは一層深くなる。しかし、このベ
ース電流は次第に小さくなるので、その後トラン
ジスタQ11はオフに転じ、コイルｃのパルス電圧
は負になる。その後、再びトランジスタQ11がオ
ンとなり、上述の動作を繰り返す。
一方、トランジスタQ12はそのベース電圧が０
ボルトより大になるとオフとなり、小となるとオ
ンとなる。このトランジスタQ12がオンになる
と、トランジスタQ12のベースにコイルｃから時
定数回路を通じて流れ込んでいた電流がトランジ
スタQ12のエミツタ・コレクタを通じて接地に流
れてしまい、トランジスタQ11はその時点で直ち
にオフになつてしまう。これによつて、制御端子
T2に供給される基準電圧に応じて、トランスTR
の二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び
周波数が制御されて、出力端子T3に得られる出
力電圧が制御される。尚、出力電圧は基準電圧と
抵抗器R11，R14の抵抗値の比によつて決定され
る。
ボルトより大になるとオフとなり、小となるとオ
ンとなる。このトランジスタQ12がオンになる
と、トランジスタQ12のベースにコイルｃから時
定数回路を通じて流れ込んでいた電流がトランジ
スタQ12のエミツタ・コレクタを通じて接地に流
れてしまい、トランジスタQ11はその時点で直ち
にオフになつてしまう。これによつて、制御端子
T2に供給される基準電圧に応じて、トランスTR
の二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び
周波数が制御されて、出力端子T3に得られる出
力電圧が制御される。尚、出力電圧は基準電圧と
抵抗器R11，R14の抵抗値の比によつて決定され
る。
電池BTとして定格12Vのカーバツテリーを使
用した場合、その電圧はその前後に大幅に変化す
る。しかし、制御端子T2に供給する基準電圧を
規定すれば、それに応じて出力端子T3の出力電
圧は一定値に保持される。例えば、電池BTの電
圧が＋10.5V、制御端子T2に供給される基準電圧
が＋8.5Vの場合、出力端子T3には−8.5Vの出力
電圧が得られる。
用した場合、その電圧はその前後に大幅に変化す
る。しかし、制御端子T2に供給する基準電圧を
規定すれば、それに応じて出力端子T3の出力電
圧は一定値に保持される。例えば、電池BTの電
圧が＋10.5V、制御端子T2に供給される基準電圧
が＋8.5Vの場合、出力端子T3には−8.5Vの出力
電圧が得られる。
さて、第２図Ａ〜Ｄに、夫々トランスTRの検
出コイルｃに発生するパルス、トランジスタQ11
のベース電流iB、そのベース・エミツタ間電圧
VBE及びコレクタ電流Icの各波形を示す。ところ
で、出力端子T3の負荷電流が大となると、出力
電圧が低下しようとするが、かくするとトランジ
スタQ11のオン期間が長くなるので、第２図Ａ〜
Ｃの各パルスの波形は実線の状態から破線の状態
に移行してパルス幅が大となり、又、第２図Ｄの
コレクタ電流の波形は実線の状態から破線の状態
に移行してそのピーク値が上昇する。このため、
出力電圧の低下が阻止され、その結果出力電圧が
一定に保たれる。
出コイルｃに発生するパルス、トランジスタQ11
のベース電流iB、そのベース・エミツタ間電圧
VBE及びコレクタ電流Icの各波形を示す。ところ
で、出力端子T3の負荷電流が大となると、出力
電圧が低下しようとするが、かくするとトランジ
スタQ11のオン期間が長くなるので、第２図Ａ〜
Ｃの各パルスの波形は実線の状態から破線の状態
に移行してパルス幅が大となり、又、第２図Ｄの
コレクタ電流の波形は実線の状態から破線の状態
に移行してそのピーク値が上昇する。このため、
出力電圧の低下が阻止され、その結果出力電圧が
一定に保たれる。
ところが、負荷短絡時の如き過負荷時に於いて
は、トランジスタQ11に過大コレクタ電流が流れ
るため、トランジスタQ11が短時間の内に破壊す
る虞がある。
は、トランジスタQ11に過大コレクタ電流が流れ
るため、トランジスタQ11が短時間の内に破壊す
る虞がある。
そこで、このトランジスタQ11の破壊を回避す
るために、本出願人は先に第３図に示すような
DC−DCコンバータを提案した。即ち、第３図の
回路では第１図のDC−DCコンバータに於いて、
NPN形トランジスタQ13を設け、そのエミツタを
接地し、そのコレクタをトランジスタQ11のベー
スに接続する。
るために、本出願人は先に第３図に示すような
DC−DCコンバータを提案した。即ち、第３図の
回路では第１図のDC−DCコンバータに於いて、
NPN形トランジスタQ13を設け、そのエミツタを
接地し、そのコレクタをトランジスタQ11のベー
スに接続する。
そして、負荷電流検出用の抵抗器R16をトラン
スTRの２次コイルｂ及びコンデンサC13の接続
中点と接地との間に接続する。そして、コンデン
サC13及び抵抗器R16の接続中点をトランジスタ
Q13のベースに接続する。
スTRの２次コイルｂ及びコンデンサC13の接続
中点と接地との間に接続する。そして、コンデン
サC13及び抵抗器R16の接続中点をトランジスタ
Q13のベースに接続する。
しかして、負荷電流が所定値以上になると、ト
ランジスタQ13がオンとなるので、トランジスタ
Q11のベースが接地電位となり、トランジスタ
Q11がオフとなつて発振が停止し、過負荷によつ
てトランジスタQ11が破壊されるのが一応回避さ
れる。
ランジスタQ13がオンとなるので、トランジスタ
Q11のベースが接地電位となり、トランジスタ
Q11がオフとなつて発振が停止し、過負荷によつ
てトランジスタQ11が破壊されるのが一応回避さ
れる。
ところが、この第３図の回路では、トランス
TRの検出コイルｃに負パルスが発生したときは
トランジスタQ13のコレクタの電圧が負となり、
このトランジスタQ13が逆トランジスタとして動
作するため、一旦オフになつたトランジスタQ11
にベース電流が流れてこれが再びオンとなり、ト
ランジスタQ11に対する過電流保護が不確実とな
つてしまう。
TRの検出コイルｃに負パルスが発生したときは
トランジスタQ13のコレクタの電圧が負となり、
このトランジスタQ13が逆トランジスタとして動
作するため、一旦オフになつたトランジスタQ11
にベース電流が流れてこれが再びオンとなり、ト
ランジスタQ11に対する過電流保護が不確実とな
つてしまう。
発明の目的
かかる点に鑑み、本発明は過負荷時に発振用ト
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護することのできるDC−DCコンバー
タを提案しようとするものである。
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護することのできるDC−DCコンバー
タを提案しようとするものである。
発明の概要
本発明によるDC−DCコンバータは、一次コイ
ル、二次コイル及び検出コイルを備えるトランス
と、コレクタが一次コイルを通じて入力端子に接
続され、エミツタが接地されると共に、ベースが
抵抗器R15及びR12を順次通じて入力端子に接続
され、且つ時定数回路及び検出コイルの直列回路
を通じて接地された一の導電形の第１のトランジ
スタと、エミツタが第１のトランジスタのベース
に接続され、コレクタが接地されると共に、ベー
スが抵抗器R11及びR10を順次に通じて制御端子
に接続された他の導電形の第２のトランジスタ
と、二次コイルの一端及び出力端子間に接続され
た整流器と、出力端子及び接地間に接続された平
滑回路と、出力端子の出力電圧に関連し、制御端
子に供給される基準電圧と極性の異なる電圧の得
られる端子及び第２のトランジスタのベース間に
接続された抵抗器R14と、エミツタが接地され、
コレクタが抵抗器R12及びR15（又は抵抗器R10及
びR11）の接続中点に接続された一の導電形の第
３のトランジスタと、ベース及びコレクタが夫々
第３のトランジスタのコレクタ及びベースに接続
された、エミツタが抵抗器R10及びR11（又は抵抗
器R12及びR15）の接続中点に接続された他の導
電形の第４のトランジスタと、出力端子の負荷電
流を検出する検出手段とを有し、この検出手段の
検出出力を第３のトランジスタのベースに供給し
て、常態に於いてオフの第３及び第４のトランジ
スタを過負荷時にオンにするようにしたものであ
る。
ル、二次コイル及び検出コイルを備えるトランス
と、コレクタが一次コイルを通じて入力端子に接
続され、エミツタが接地されると共に、ベースが
抵抗器R15及びR12を順次通じて入力端子に接続
され、且つ時定数回路及び検出コイルの直列回路
を通じて接地された一の導電形の第１のトランジ
スタと、エミツタが第１のトランジスタのベース
に接続され、コレクタが接地されると共に、ベー
スが抵抗器R11及びR10を順次に通じて制御端子
に接続された他の導電形の第２のトランジスタ
と、二次コイルの一端及び出力端子間に接続され
た整流器と、出力端子及び接地間に接続された平
滑回路と、出力端子の出力電圧に関連し、制御端
子に供給される基準電圧と極性の異なる電圧の得
られる端子及び第２のトランジスタのベース間に
接続された抵抗器R14と、エミツタが接地され、
コレクタが抵抗器R12及びR15（又は抵抗器R10及
びR11）の接続中点に接続された一の導電形の第
３のトランジスタと、ベース及びコレクタが夫々
第３のトランジスタのコレクタ及びベースに接続
された、エミツタが抵抗器R10及びR11（又は抵抗
器R12及びR15）の接続中点に接続された他の導
電形の第４のトランジスタと、出力端子の負荷電
流を検出する検出手段とを有し、この検出手段の
検出出力を第３のトランジスタのベースに供給し
て、常態に於いてオフの第３及び第４のトランジ
スタを過負荷時にオンにするようにしたものであ
る。
上述せる本発明によれば、過負荷時に発振用ト
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護するさとのできるDC−DCコンバー
タを得ることができる。
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護するさとのできるDC−DCコンバー
タを得ることができる。
実施例
以下に第４図を参照して、本発明の一実施例を
説明する。この実施例は極性反転形のDC−DCコ
ンバータの場合である。尚、第４図に於いて、第
１図及び第３図と対応する部分には同一符号を付
して重複説明を省略する。
説明する。この実施例は極性反転形のDC−DCコ
ンバータの場合である。尚、第４図に於いて、第
１図及び第３図と対応する部分には同一符号を付
して重複説明を省略する。
コイルL11及びａの接続中点を、抵抗器R12及び
R15を順次に通じてトランジスタQ11のベースに
接続する。又、制御端子T2を、抵抗器R10及び
R11を順次に通じてトランジスタQ12のベースに
接続する。
R15を順次に通じてトランジスタQ11のベースに
接続する。又、制御端子T2を、抵抗器R10及び
R11を順次に通じてトランジスタQ12のベースに
接続する。
又、NPN形トランジスタQ13の他にPNP形ト
ランジスタQ14を設け、これらにてSCRを構成す
るように接続する。即ち、トランジスタQ14のベ
ースがトランジスタQ13のコレクタに接続され、
トランジスタQ13のベースがトランジスタQ14の
コレクタに接続される。コンデンサC13及び抵抗
器R16の接続中点が抵抗器R17を通じてトランジ
スタQ14のコレクタに接続される。トランジスタ
Q13のエミツタは接地される。トランジスタQ13
のコレクタが抵抗器R12及びR15の接続中点に接
続される。トランジスタQ14のエミツタが抵抗器
R10及びR11の接続中点に接続される。その他の
構成は第３図と同様である。
ランジスタQ14を設け、これらにてSCRを構成す
るように接続する。即ち、トランジスタQ14のベ
ースがトランジスタQ13のコレクタに接続され、
トランジスタQ13のベースがトランジスタQ14の
コレクタに接続される。コンデンサC13及び抵抗
器R16の接続中点が抵抗器R17を通じてトランジ
スタQ14のコレクタに接続される。トランジスタ
Q13のエミツタは接地される。トランジスタQ13
のコレクタが抵抗器R12及びR15の接続中点に接
続される。トランジスタQ14のエミツタが抵抗器
R10及びR11の接続中点に接続される。その他の
構成は第３図と同様である。
次に、この第４図のDC−DCコンバータの動作
について説明する。このコンバータ制御端子T2
に供給される基準電圧によつて出力端子T3に得
られる出力電圧が制御される。まず、トランジス
タQ11がオフの場合、電池BTから抵抗器R12及び
R15を通じてトランジスタQ11のベースに電流が
供給されると、これがオンとなり、トランスTR
の一次コイルａに正のパルス電圧が発生し、これ
により検出コイルｃにも正のパルス電圧が発生
し、そのパルス電圧に基づいてコンデンサC15及
び抵抗器R13から成る時定数回路を通じてトラン
ジスタQ12のベースに電流が流れ、トランジスタ
Q11のベースバイアスは一層深くなる。しかし、
このベース電流が次第に小さくなるので、その後
トランジスタQ11はオフに転じ、コイルｃのパル
ス電圧が負になる。その後、再びトランジスタ
Q11がオンとなり、上述の動作を繰り返す。
について説明する。このコンバータ制御端子T2
に供給される基準電圧によつて出力端子T3に得
られる出力電圧が制御される。まず、トランジス
タQ11がオフの場合、電池BTから抵抗器R12及び
R15を通じてトランジスタQ11のベースに電流が
供給されると、これがオンとなり、トランスTR
の一次コイルａに正のパルス電圧が発生し、これ
により検出コイルｃにも正のパルス電圧が発生
し、そのパルス電圧に基づいてコンデンサC15及
び抵抗器R13から成る時定数回路を通じてトラン
ジスタQ12のベースに電流が流れ、トランジスタ
Q11のベースバイアスは一層深くなる。しかし、
このベース電流が次第に小さくなるので、その後
トランジスタQ11はオフに転じ、コイルｃのパル
ス電圧が負になる。その後、再びトランジスタ
Q11がオンとなり、上述の動作を繰り返す。
一方、トランジスタQ12はそのベース電圧が０
ボルトより大になるとオフとなり、小になるとオ
ンとなる。このトランジスタQ12がオンになる
と、トランジスタQ12のベースにコイルｃから時
定数回路を通じて流れ込んでいた電流がトランジ
スタQ12のエミツタ・コレクタを通じて接地に流
れてしまい、トランジスタQ11はその時点で直ち
にオフになつてしまう。これによつて、制御端子
T2に供給される基準電圧に応じて、トランスTR
の二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び
周波数が制御されて、出力端子T3に得られる出
力電圧が制御される。
ボルトより大になるとオフとなり、小になるとオ
ンとなる。このトランジスタQ12がオンになる
と、トランジスタQ12のベースにコイルｃから時
定数回路を通じて流れ込んでいた電流がトランジ
スタQ12のエミツタ・コレクタを通じて接地に流
れてしまい、トランジスタQ11はその時点で直ち
にオフになつてしまう。これによつて、制御端子
T2に供給される基準電圧に応じて、トランスTR
の二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び
周波数が制御されて、出力端子T3に得られる出
力電圧が制御される。
尚、抵抗器R12及びR15の接続中点の電圧が抵
抗器R10及びR11の接続中点の電圧より高くなつ
ている場合にコンバータは正常に動作する。
抗器R10及びR11の接続中点の電圧より高くなつ
ている場合にコンバータは正常に動作する。
又、過負荷時、即ちトランスTRの二次コイル
ｂに流れる電流が所定値以上になつたり、或いは
抵抗器R10及びR11の接続中点の電圧が抵抗器R12
及びR15の接続中点の電圧より高くなると、トラ
ンジスタQ13がオン、従つてトランジスタQ14も
オンとなり、抵抗器R10及びR11の接続中点並び
に抵抗器R12及びR15の接続中点の電圧は共に接
地電位に略等しくなさしめられる。このため、コ
ンバータの発振動作は停止することになる。そし
て、トランジスタQ13のコレクタは抵抗器R12，
R15の継続中点に接続されており、しかも過負荷
時にはトランジスタQ13がオンになると共に、ト
ランジスタQ14もオンになつて、トランジスタ
Q12がオンとなるから、トランジスタQ11は過負
荷時に確実にオフとなる。
ｂに流れる電流が所定値以上になつたり、或いは
抵抗器R10及びR11の接続中点の電圧が抵抗器R12
及びR15の接続中点の電圧より高くなると、トラ
ンジスタQ13がオン、従つてトランジスタQ14も
オンとなり、抵抗器R10及びR11の接続中点並び
に抵抗器R12及びR15の接続中点の電圧は共に接
地電位に略等しくなさしめられる。このため、コ
ンバータの発振動作は停止することになる。そし
て、トランジスタQ13のコレクタは抵抗器R12，
R15の継続中点に接続されており、しかも過負荷
時にはトランジスタQ13がオンになると共に、ト
ランジスタQ14もオンになつて、トランジスタ
Q12がオンとなるから、トランジスタQ11は過負
荷時に確実にオフとなる。
尚、発振動作を再開させるには制御端子T2に
供給する電圧を一旦接地電圧にし、その後所望の
基準電圧に戻すようにすればよい。
供給する電圧を一旦接地電圧にし、その後所望の
基準電圧に戻すようにすればよい。
電池BTとして定格12Vのカーバツテリーを使
用した場合、その電圧はその前後に大幅に変化す
る。しかし、制御端子T2に供給する基準電圧を
規定すれば、それに応じて出力端子T3の出力電
圧は一定値に保持される。例えば、電池BTの電
圧が＋10.5V、制御端子T2に供給される基準電圧
が＋8.5Vの場合、出力端子T3には−8.5Vの出力
電圧が得られる。
用した場合、その電圧はその前後に大幅に変化す
る。しかし、制御端子T2に供給する基準電圧を
規定すれば、それに応じて出力端子T3の出力電
圧は一定値に保持される。例えば、電池BTの電
圧が＋10.5V、制御端子T2に供給される基準電圧
が＋8.5Vの場合、出力端子T3には−8.5Vの出力
電圧が得られる。
尚、トランジスタQ13のコレクタを抵抗器R10，
R11の接続中点に、トランジスタQ14のエミツタ
を抵抗器R12，R15の接続中点に夫々接続するよ
うにしても良い。
R11の接続中点に、トランジスタQ14のエミツタ
を抵抗器R12，R15の接続中点に夫々接続するよ
うにしても良い。
又、入力電圧を負にしたとき。出力電圧が正と
なる極性反転形のDC−DCコンバータに本発明を
適用する場合には、トランジスタQ11〜Q14の導
電形を夫々逆にすると共に、電池BT及び整流用
ダイオードD11の接続を第４図の逆にすれば良
い。
なる極性反転形のDC−DCコンバータに本発明を
適用する場合には、トランジスタQ11〜Q14の導
電形を夫々逆にすると共に、電池BT及び整流用
ダイオードD11の接続を第４図の逆にすれば良
い。
尚、上述の実施例は、極性反転形のDC−DCコ
ンバータの場合であつたが、本発明は極性非反転
形のDC−DCコンバータにも適用出来る。その場
合には、先ず、整流用ダイオードD11の接続を第
４図の逆にする。又、出力端子T3の出力電圧の
逆相電圧を得る回路手段（例えばエミツタ接地形
のNPN形トランジスタ）を設け、そのコレクタ
を抵抗器R14を介してトランジスタQ12のベース
に接続するようにする。更に、出力端子T3に直
列に電流検出用の抵抗器を接続すると共に、その
抵抗器の両端にPNP形トランジスタのエミツ
タ・ベース間を接続し、そのコレクタをエミツタ
接地形のNPN形トランジスタのベースに接続し、
そのコレクタをトランジスタQ13のベースに接続
するようにすれば良い。
ンバータの場合であつたが、本発明は極性非反転
形のDC−DCコンバータにも適用出来る。その場
合には、先ず、整流用ダイオードD11の接続を第
４図の逆にする。又、出力端子T3の出力電圧の
逆相電圧を得る回路手段（例えばエミツタ接地形
のNPN形トランジスタ）を設け、そのコレクタ
を抵抗器R14を介してトランジスタQ12のベース
に接続するようにする。更に、出力端子T3に直
列に電流検出用の抵抗器を接続すると共に、その
抵抗器の両端にPNP形トランジスタのエミツ
タ・ベース間を接続し、そのコレクタをエミツタ
接地形のNPN形トランジスタのベースに接続し、
そのコレクタをトランジスタQ13のベースに接続
するようにすれば良い。
発明の効果
上述せる本発明によれば、過負荷時に発振用ト
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護することのできるDC−DCコンバー
タを得ることができる。
ランジスタに過電流が流れて、これが破損するの
を確実に保護することのできるDC−DCコンバー
タを得ることができる。
第１図は先に提案したDC−DCコンバータを示
す回路図、第２図はその説明に供する波形図、第
３図は本発明の説明に供するDC−DCコンバータ
を示す回路図、第４図は本発明によるDC−DCコ
ンバータの一実施例を示す回路図である。 TRはトランス、ａ，ｂ，ｃはそのトランス
TRの一次、二次及び検出コイル、Q11〜Q14は第
１乃至第４のトランジスタ、D11は整流用ダイオ
ード、R10〜R16は抵抗器である。
す回路図、第２図はその説明に供する波形図、第
３図は本発明の説明に供するDC−DCコンバータ
を示す回路図、第４図は本発明によるDC−DCコ
ンバータの一実施例を示す回路図である。 TRはトランス、ａ，ｂ，ｃはそのトランス
TRの一次、二次及び検出コイル、Q11〜Q14は第
１乃至第４のトランジスタ、D11は整流用ダイオ
ード、R10〜R16は抵抗器である。
Claims (1)
- １ 一次コイル、二次コイル及び検出コイルを備
えるトランスと、コレクタが上記一次コイルを通
じて入力端子に接続され、エミツタが接地される
と共に、ベースが抵抗器R15及びR12を順次通じ
て上記入力端子に接続され、且つ時定数回路及び
上記検出コイルの直列回路を通じて接地された一
の導電形の第１のトランジスタと、エミツタが上
記第１のトランジスタのベースに接続され、コレ
クタが接地されると共に、ベースが抵抗器R11及
びR10を順次に通じて制御端子に接続された他の
導電形の第２のトランジスタと、上記二次コイル
の一端及び出力端子間に接続された整流器と、上
記出力端子及び接地間に接続された平滑回路と、
上記出力端子の出力電圧に関連し、上記制御端子
に供給される基準電圧と極性の異なる電圧の得ら
れる端子及び上記第２のトランジスタのベース間
に接続された抵抗器R14と、エミツタが接地さ
れ、コレクタが上記抵抗器R12及びR15（又は抵抗
器R10及びR11）の接続中点に接続された一の導
電形の第３のトランジスタと、ベース及びコレク
タが夫々上記第３のトランジスタのコレクタ及び
ベースに接続され、エミツタが上記抵抗器R10及
びR11（又は抵抗器R12及びR15）の接続中点に接
続された他の導電形の第４のトランジスタと、上
記出力端子の負荷電流を検出する検出手段とを有
し、該検出手段の検出出力を上記第３のトランジ
スタのベースに供給して、常態に於いてオフの上
記第３及び第４のトランジスタを過負荷時にオン
にするようにしたことを特徴とするDC−DCコン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13053783A JPS6022473A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13053783A JPS6022473A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022473A JPS6022473A (ja) | 1985-02-04 |
| JPH0423516B2 true JPH0423516B2 (ja) | 1992-04-22 |
Family
ID=15036654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13053783A Granted JPS6022473A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022473A (ja) |
-
1983
- 1983-07-18 JP JP13053783A patent/JPS6022473A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6022473A (ja) | 1985-02-04 |
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