JPH04230986A - 誘導電気炉電源のための位相差制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電気炉における誘導
コイルのパワーを制御するための装置および方法に関す
るものである。本発明では負荷電圧および電流間の位相
ずれを変化させ、負荷の見掛けのインピーダンスを変化
させる。本発明ではさらに一定の状況において負荷に対
するパワーを減ずる手段を備えている。

【０００２】

【従来の技術】誘導加熱は、外部から熱を付与すること
によってではなく、金属製の加工物それ自身を熱源とし
て使用することによって、ある量の金属を溶融または別
途加熱する方法である。誘導溶融炉は通常は溶融金属を
保持するための容器と、容器をを包囲する誘導コイルと
、誘導コイルに接続された出力回路を有する電源とを備
えている。動作を説明すると、電源が誘導コイルを通ず
る電流を発生し、順次交番変化する磁界が容器内の金属
を通ずるようにさせる。この交番磁界は金属に電流を誘
導し、金属は抵抗加熱によって内部加熱が行われる。

【０００３】その電気的特性において、誘導電気炉は１
次コイルと、短絡された２次コイルのように振る舞う溶
融装入物とを備えた変成器に等価なものとして描かれる
ことが多い。溶融装入物に開放されるパワーは誘導コイ
ル（１次コイル）の電流の２乗に比例する。すなわち、

【数１】 が成り立つ。ここで、Ｐはパワーであり、Ｉｍｅｌｔは
溶融浴における電流であり、Ｒは溶融浴の抵抗である。 なお、溶融装入物内に誘導される電流は１次コイルの電
流にコイル巻数を掛けたものに等しい。すなわち、

【数
２】 が成り立つ。ここで、ｎはコイル巻数であり、Ｉｃｏｉ
ｌは１次コイルの電流である。したがって、

【数３】 が成り立つ。

【０００４】溶融装入物は通常は低抵抗を有する金属で
あり、溶融装入物へ高いパワーを付与するには、誘導コ
イルの多数の巻線数または大電流を必要とする。このこ
とは低効率を招く。誘導コイルは通常は低力率を有する
。

【０００５】コイルの高インダクタンスを偏倚させるた
めに、回路にキャパシタを設け、ＲＬＣ振動回路を作る
ことは普通に行われている。当技術分野でよく知られて
いるように、ＲＬＣ回路の交番電流の振幅は電流の周波
数を変化させることにより制御可能である。所与のＲＬ
Ｃ回路がその周波数で電流振幅が最大値に到達するとこ
ろの共振周波数を有する。効率の観点からみれば、誘導
電気炉をその共振周波数で動作させることは、溶融装入
物へ伝達されるエネルギーを最大にする。しかし、誘導
電気炉をその共振周波数で動作させることは、後に詳述
するように実用的ではない。

【０００６】第１図は典型的な誘導電気炉のブロック図
である。外部電力が商用電源から与えられそして通常は
主電源からの６０Ｈｚの交流の形式である。６０Ｈｚの
交流は整流が行われ高電圧の直流が得られる。直流は、
通常はサイリスタ（ＳＣＲ）を使用して直流電圧を方形
波の形へ「断続」するインバータ１０に供給される。 「断続」周波数はサイリスタの点弧周波数によって決定
される。サイリスタの点弧が行われる速度が結果的に得
られる方形波の周波数を制御する。方形波は順次、溶融
装入物および誘導コイルがインダクタＬ内に配置された
コアとみなされることが可能なＲＬＣ回路に供給される
。よく知られているように、交番電圧がＲＬＣ回路に供
給されるとき、正弦波形状を持った電流がＲＬＣ回路を
流れる。方形波電圧および結果的に得られる正弦波電流
の周波数はサイリスタの点弧周波数により制御される。

【０００７】第２図は、（第１図に図示されているよう
な）典型的なインバータ、直流電源１２とＲＬＣ回路１
４との間に接続された「フルブリッジ」形インバータ１
０を図示している。参照番号１４での記号ｎ２　Ｒは、
コイルの巻数ｎおよび溶融装入物の抵抗Ｒを考慮に入れ
たＲＬＣ回路の等価抵抗を表す。フルブリッジ形インバ
ータ１０は図示の４つのダイオード１６およびサイリス
タペア１８ａ、１８ｂおよびサイリスタペア２０ａ、２
０ｂで動作する４つのサイリスタを備えている。サイリ
スタは、外部制御信号によって点弧される（すなわち導
通性が付与される）ときに回路を完成する切替手段とし
て動作する。フルブリッジ形インバータにおいて、サイ
リスタ１８ａ、１８ｂおよび２０ａ、２０ｂは、方形波
について所望される周波数でペアで交互にターンオンお
よびターンオフされる。第２図の矢印は、サイリスタ１
８ａ、１８ｂが点弧されサイリスタ２０ａ、２０ｂが開
放状態のままであるとき（すなわち非導通）に、直流電
源１２からの電流の方向を図示する。サイリスタ１８ａ
、１８ｂは、矢印によって明らかなように、電源１２か
らの直流が左から右の方向へＲＬＣ回路を通ずる回路を
完成する。代わりに、もしサイリスタ１８ａ、１８ｂが
非導通状態にありそしてサイリスタ２０ａ、２０ｂが点
弧されれば、電流は右から左の方向へとＲＬＣ回路１４
を通じて反対方向に流れる。当業者であれば明らかなよ
うに、サイリスタはひとたび点弧されれば、電子電流が
サイリスタのアノード端子からカソード端子へ流れてい
るかぎりこの電子電流を導く。もし電流が方向を変えれ
ば、サイリスタは導通を阻止し、通常３０ないし７０マ
イクロ秒という短時間の後にターンオフし再び非導通と
なる。この時間は、短絡ないしショートのためのターン
オフ時間ないしＴＯＴと呼ばれている。

【０００８】第３図は、インバータ１０の１と１／２　
サイクル中の第２図の電流の振る舞いをグラフ表示した
一連の曲線を図示している。曲線１００を参照すると、
これは時間にわたるインバータに関連した電流を図示し
、曲線１１０は時間にわたるインバータに関連した電力
を図示し、インバータ１０の動作は以下のように要約で
きる。 時点ｔ０：　　第１の組のサイリスタが点弧される。正
電流がＲＬＣに与えられ、負荷に正の電力散逸ないし消
費を生ずる。　　 時点ｔ１　　　　ＲＬＣの正弦曲線状の振る舞いでイン
バータ電流はゼロとなり順次負となる（斜線が付された
領域１０１ａ）。電流は負であるが電圧は依然として正
であるので、ＲＬＣに対する電力は負となる（斜線領域
１１１ａ）。これは電力が負荷によって散逸されないこ
とを表す。第１の組のサイリスタを通ずる電流の反転で
これらサイリスタは遮断される。 時点ｔ２　　　　替わりの第２の組のサイリスタが点弧
され、ＲＬＣを横切る電圧の向きの逆転が生ずる。電流
および電圧がここに両方とも同極性となり、電力は負荷
で再び散逸されるようになる。 時点ｔ３　　　　インバータ電流は零点交差し、そして
正になる（斜線領域１０１ｂ）。電流は正でありそして
電圧は負であるので、何らの電力も散逸されない（斜線
領域１１１ｂ）。 時点ｔ４　　　　第１の組のサイリスタが再び点弧され
る。電流、電圧および電力は全て正でありそして上記サ
イクルが再び開始する。 ここで述べたことは以下で詳述する。

【０００９】直流がＲＬＣ回路へ入力されるとき、回路
は「振動」し、電圧および電流の振動が生ずる。この振
動の周波数は、インダクタ内の溶融装入物の性質を含む
ＲＬＣ構成要素の値に依存する。サイリスタペア１８ａ
、１８ｂが点弧されたときＲＬＣ回路およびインバータ
を通じて矢印（第２図）の方向に電流が流れる。第３図
の曲線１００で示されるように、電流は徐々にその最大
値へと高まり順次ゼロへ落下する。ＲＬＣ回路の振動の
周期の１／２の期間ｔ０〜ｔ１中、直流電源から溶融装
入物へ通ずる全エネルギーは、

【数４】 である。ここで、ｖおよびｉはそれぞれＲＬＣ回路の電
圧および電流である。この半サイクル時間中、電荷がキ
ャパシタに蓄積する。時点ｔ１で、キャパシタ電圧は直
流電圧よりも大きくそれゆえキャパシタは放電し始め、
第２図の矢印で与えられるパスに沿う電流の向きが逆転
する。電流のこの逆転はサイリスタ１８ａ、１８ｂをタ
ーンオフさせる。サイリスタ１８ａ、１８ｂのターンオ
フ時間（ＴＯＴ）の後、（電流は依然としてダイオード
１６を通じて直流電源へ戻ることができるけれども）こ
のサイリスタのペアは非導通状態となる。キャパシタが
放電し始める時点ｔ１　と他の一組のサイリスタ２０ａ
、２０ｂが点弧される時点ｔ２　との間の期間に、キャ
パシタに蓄積された余分のエネルギーは直流電源へ戻さ
れる。 ｔ１　およびｔ２　間に直流電源へ戻されるエネルギー
は

【数５】 によって与えられる。電流のこの逆転は、斜線領域１０
１ａを包囲するｔ１　およびｔ２　間の曲線１００の負
の部分として、第３図の曲線１００で図示されている。

【００１０】通常、フルブリッジ形インバータおよびそ
のほかの多くのインバータにおいて、他方のサイリスタ
のペアが一方のサイリスタのペアのターンオフ時間後の
ある時点に点弧される。他方のサイリスタのペア２０ａ
、２０ｂが点弧されたとき、電源１２からの直流はＲＬ
Ｃ回路を第２図で右から左の方向へ流れそしてキャパシ
タは反対の極性へ充電し始める。第２図の曲線１００の
時点ｔ２　およびｔ３　間で、直流電源に関し電圧およ
び電流は同極性を有するので、負荷へ伝達されるエネル
ギーは正である。すなわち、

【数６】

【００１１】要約すると、電圧および電流が同極性を有
するときには、エネルギーは直流電源から（コイルを介
して）金属製の装入物へ伝達される。この状態は曲線１
００でｔ０　〜ｔ１　間およびｔ２　〜ｔ３　間である
。期間ｔ１　〜ｔ２　およびｔ３　〜ｔ４　間ではエネ
ルギーはコイルへ伝達されずに直流電源へ戻される。こ
れら負エネルギーの期間は、曲線１００の斜線領域１０
１ａおよび１０１ｂと曲線１１０の斜線領域１１１ａお
よび１１１ｂとして図示されている。（ｔ０　からｔ４
　までの）動作サイクルの周期Ｔにわたり、インバータ
が発生する電力は次式にしたがって決定できる。

【数７】 この種のインバータの場合にそうであるように電流が正
弦波形でありまた電圧が方形波形であると仮定すると、
インバータから誘導電気炉へ伝達される電力は次式で表
される。

【数８】 ここで、Ｖは（フルブリッジ形インバータについての）
インバータ電圧（ＶＤＣ）であり、Ｉはインバータ電流
の振幅であり、ｆはサイリスタ点弧周波数（１／Ｔ）で
あり、φ（＝２ｔ／Ｔ）は電圧および電流間の位相のず
れであり、ｔはエネルギーが直流電源へ戻される時間期
間である。式８を解く手掛かりは、位相差φとエネルギ
ーが直流電源へ戻されるそれぞれのサイクルの時間期間
ｔの関係である。第３図から、インバータ電流のいずれ
のサイクル（ｔ０　〜ｔ４　）についても、電力が直流
電源へ戻される等しい持続時間の２つの期間がある。こ
れらの期間は、曲線１００および曲線１０８の零交差点
の比較によってわかるように、インバータ電圧の零交差
点および電流の零交差点間の期間に等しい。式８から、
０°および９０°間のφについて、φの増加は電力の減
少を生ずることがわかる。φが増加するに従って、誘導
電気炉へ伝達される電力は減少する。最大の電力移動は
、φが０のときに生ずる。

【００１２】ω１　がω０　に等しい共振状態ではＲＬ
Ｃ回路には危険な状態が存在する。共振はインバータ電
流および電圧間の位相ずれがゼロである電力移動が最大
の状態である。ゼロ位相ずれは実際には一方の組のサイ
リスタが他方の組のサイリスタがターンオフされるのと
まさに同時にターンオンされることを意味する。もしサ
イリスタが、即座に開放する理想的な切替手段として振
る舞うならば何らの問題もないであろう。しかし、ター
ンオフされた後でもサイリスタが依然として導通状態で
ある有限な時間期間のターンオフ時間（ＴＯＴ）がある
。もし位相ずれがサイリスタのターンオフ時間（ＴＯＴ
）よりも短ければ、すべてのサイリスタは同じ時間に導
通状態であり直流電源に短絡を招く。電源の短絡を回避
するためには、電圧および電流間の位相ずれはつねにサ
イリスタのターンオフ時間（ＴＯＴ）よりも長くなけれ
ばならない。これは直流電圧断続の周波数がＲＬＣ回路
の共振周波数に接近しないようにすることと等価である
。安全に動作するためには、サイリスタの点弧の周波数
は、安全を取って常にＲＬＣ回路の共振周波数よりも小
さくしなければならない。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】この条件によって課さ
れる工学上の問題は、誘導電気炉の共振周波数は一定に
とどまらず使用中にかなり変化し得ることである。イン
ダクタのコアとして動作する溶融装入物の物理的性質は
誘導電気炉の共振周波数に対し直接的且つ重大な影響を
有する。これら重大な物理的性質には、加熱動作中の所
与の時点での溶融装入物の温度、所与の時点での炉内の
金属の量および加熱される合金の特定の組成がある。こ
れらの性質はいずれの状況でもそれゆえ誘導電気炉の単
一の使用中でさえも広範に変化する。誘導加熱において
、以前に与えられたバッチが依然として熱せられている
間に炉に冷たい金属を付加することは珍しいことではな
く、かくしてコアの質量、温度および結晶構造をほとん
ど即座に変化させそれによりインダクタの共振周波数を
ほとんど即座に変化させる。

【００１４】もちろん、サイリスタの点弧周波数は、共
振の際であっても位相ずれが常にターンオフ時間（ＴＯ
Ｔ）よりも大きいよう、極端に低く維持できよう。この
方法は電源が極端に非効率となるので受け入れることが
できない。入力周波数が共振周波数よりも低いことが非
常に大切であるという理由からそして共振周波数は突然
変化しうるという理由から、高効率を得るために位相ず
れができるだけ最小となるようにしかもなお電源の短絡
を回避するためにターンオフ時間（ＴＯＴ）よりも決し
て小さくなることがないように、誘導電気炉の新規な物
理的状態に応答してサイリスタの点弧周波数を制御する
制御装置が必要とされている。

【００１５】コアの物理的性質、質量および瞬間的な温
度が与えられれば、所与の瞬間での誘導電気炉の共振周
波数を計算し、必要に応じてサイリスタ点弧周波数を変
化させることは理論的には可能である。しかし実際問題
として、これらのパラメータは非常に扱いにくく測定す
ることが困難でありそれゆえ制御装置への入力としては
不適当である。

【００１６】この問題に対する解決の一つの通常に行わ
れている試みが、電圧制御発振器を使用してインバータ
周波数を電気的に変化させることである。電圧制御発振
器は、出力電力を測定しこれを所望のプリセット値と比
較する閉ループ回路が発生する制御電圧に比例した周波
数を持ったパルスを発生する。しかし、この方法は、周
波数制御装置が通常は炉の電磁気的な性質の突然の変化
に適応できないという大きな欠点を有する。もし冷たい
装入物が溶融物に装入されれば、周波数制御装置は、お
そらく周波数を変化させる前に新規な共振周波数に遭遇
し、それゆえインバータは破壊されるであろう。このよ
うな状態を検出する特別の保護回路は厄介でありまた良
好に作動しない。

【００１７】対照的に、本発明は、負荷の共振周波数に
応答してコイルの電流および電圧間の位相差を変化させ
ることにより誘導コイルに付与される電力を制御する。 本発明はインバータの交流電圧の周波数を直接変化させ
ることはない。その代わりに、本発明では、インダクタ
の電流の零交差をモニターしそして、出力電力のレベル
が維持され且つ電流および電圧間に最小限の位相ずれφ
が少くとも常にあるような仕方でサイリスタが点弧され
るよりも前に時間遅れを調整する。直流電圧の周波数は
本方法の使用の過程で変化し得るけれども、本方法は、
種々の状況下で、ＲＬＣ負荷回路の共振周波数に単に感
応するにすぎないことを理解することが大切である。

【００１８】

【発明の構成】本発明は、負荷に極性が交互に変化する
電圧を発生する切替手段を備えたインバータ電源が誘導
炉に与える電力を制御する方法および装置に向けられる
ものである。誘導炉の電流の零交差がモニターされそし
て電流の零交差に続く遅れ時間間隔後に負荷を通ずる電
圧の極性が変えられる。遅れ時間間隔の持続時間は誘導
炉に関係したあらかじめ選択されたパワーレベルおよび
電源内のスイッチ手段のターンオフ時間（ＴＯＴ）特性
によって決定される。

【００１９】本発明の好ましい実施例において、遅れ時
間間隔は、あらかじめ選択された最大値を越える炉電流
、あらかじめ選択された最大値を越えるＲＬＣ回路のキ
ャパシタ電圧およびあらかじめ選択された最大値を越え
るＲＬＣ回路の電流の周波数などの他の複数のパラメー
タによってもまた影響を受ける。

【００２０】本発明の制御装置は非常時のために手動の
無効動作を有する自動制御手段を有する。本装置は負荷
に与えられるパワーをモニターするための手段と、負荷
に与えられる電圧および電流間の位相差を制御すること
により誘導負荷に供給されるパワーを変化させるための
手段を備える。フィードバック手段が、負荷に供給され
るパワーの測定値に応じて電圧および電流間の位相差を
自動的に制御する。フィードバック手段に外部信号を導
入する手段が用意され、外部信号が負荷に供給されるパ
ワーの自動制御手段に取って代わる。

【００２１】

【実施例】第４図は本発明の基本的な要素を図示するブ
ロック図である。これらの要素は、アナログ回路、ディ
ジタル回路またはマイクロプロセッサなどいずれの形態
でも電気的に具体化可能である。本発明のアナログの実
施例を以下に説明する。第４図は、第３図の波形ととも
に、本発明の制御装置が電源から溶融装入物へ通ずるパ
ワーを制御する一般的な原理を図示している。第３図の
曲線１００が方形波電圧に応答するＲＬＣ回路負荷の電
流の挙動を図示している。第２図においてと同様、第１
の組のサイリスタがｔ０　で点弧される。時点ｔ０　お
よびｔ１　間のように、ＲＬＣ負荷へのエネルギーの流
れがあるとき、電圧がキャパシタに蓄えられそしてパワ
ーが電源から溶融装入物へ伝達される。ＲＬＣ回路にお
ける電流の正弦波形状の自然的な挙動に続き、時点ｔ１
　で電流は零点と交差しそして参照番号１０１が付され
た斜線領域から分かるように負になる（すなわち方向を
変える）。負電流は第１の組のサイリスタをターンオフ
させる。このターンオフ期間の間で且つ第２の組のサイ
リスタの点弧前ではエネルギーが溶融装入物へ伝達する
代わりに直流電源の方へ流れる。

【００２２】ＲＬＣ回路の電流の零交差点は重要である
。なぜなら、零交差はエネルギーが直流電源へ戻り始め
る位置を指示しているからである。エネルギーは第１の
組のサイリスタがターンオフするまで直流電源の方へ流
れている。ひとたび第１の組のサイリスタがターンオフ
されたならば、第２の組のサイリスタは安全にターンオ
ンできる。第１の組のサイリスタがターンオフされた後
ただちに第２の組のサイリスタをターンオンすることに
より、効率は最大となるとともに回路の短絡が阻止され
る。

【００２３】ＲＬＣ回路の電流は、第４図で四角い枠１
２０として図示されており、ＲＬＣ回路の電流のいずれ
の零交差でもストローブパルスを発生する零交差検出器
によりモニターされている。このストローブパルスは第
３図および第４図で波形１０２として図示されている。 第３図から明らかなように、それぞれのストローブパル
スは曲線１００の零交差と同期している。

【００２４】零交差ストローブパルス１０２は引き続き
遅延発生器１２２へ供給される。遅延発生器１２２は、
波形１０４で図示されているように、入ってくるそれぞ
れのストローブパルス１０２に応答して、ある固定した
持続時間の方形パルス１０４を発生する。この持続時間
は制御信号１２４によって変化可能である。

【００２５】制御信号１２４は、ＲＬＣ回路に関係した
パワーに関係付けられることが好ましいが必ずしもこれ
に限られない差分信号に応答して制御回路１２６が発生
する。電圧または周波数など特定の仕事にとって意味の
あるいずれのパラメータも制御パラメータとして使用可
能である。制御されるべき意味のあるパラメータとして
パワーを考えた場合、制御回路は、所与の時点でのＲＬ
Ｃ回路の実際の測定パワーと操作手段によりプリセット
された値とを比較する手段を備えている。通常は、プリ
セットパワー値は、ＲＬＣ回路のパワーが安全なレベル
を越えないように選択されている。制御回路１２６はＲ
ＬＣ回路に関係したパワーおよびプリセット値間の瞬時
差ないし瞬間的な差に関係した差分信号を発生し、この
差分信号は遅延発生器１２２へ送信される制御信号１２
４を生ずるのに使用される。

【００２６】通常、ＲＬＣ回路で検出された実際のパワ
ーがプリセット値を越えたなら、制御信号は遅延発生器
が波形１０４の各方形パルスの持続時間を増加させるよ
うにし、ＲＬＣ回路の電流の零交差および第２の組のサ
イリスタの点弧間の時間の増加を生じさせる。この時間
の増加はエネルギーが直流電源の方へ流れている各サイ
クル中の時間増加を意味し、それゆえ各サイクル中、溶
融装入物へ伝達する全体のパワー量が減ぜられる。

【００２７】遅延発生器１２２の出力は、ゲートパルス
発生器１２８へ送られる。ゲートパルス発生器１２８は
、波形１０４の各方形パルスの立下り縁に応答して適当
なサイリスタペアを点弧する。ゲートパルス発生器１２
８はブリッジのサイリスタペアを交互に点弧するので、
第３図で波形１０６として図示されている点弧パルスは
いずれのパルスも２つのラインのうちの一つに現れるよ
う分配ないし分離されている。たとえば、波形１０６ａ
は第２図のブリッジのサイリスタ１８ａ、１８ｂを点弧
しそして波形１０６ｂはサイリスタ２０ａ、２０ｂを点
弧する。フルブリッジ形インバータのサイリスタペアの
交互の点弧は曲線１０８で図示されているような「断続
」されたすなわち方形波電圧を生ずる。

【００２８】フルブリッジ形インバータをパワー制御の
原理を説明するために使用したけれども、本発明の制御
装置は、かかる断続直流電圧の符号変化が外部制御でき
るたとえば半ブリッジ形インバータまたはディジタル素
子などいずれのタイプのインバータをも使用できる。デ
ィジタルインバータまたはマイクロプロセッサにより制
御されるインバータでは、点弧パルス１０６ａ、１０６
ｂを２列に分離することは必要とされないであろうが、
電流の零交差および電圧の符号変化間の遅延制御という
原理は同じである。

【００２９】第３図の波形１００、１０８および１１０
を比較すると、本発明のパワー制御の方法が明らかであ
ろう。曲線１００が時間にわたるインバータの電流を表
し、曲線１０８は時間にわたるインバータの電圧を表し
ているので、曲線１１０は曲線１００および１０８の単
なる積である時間にわたるパワー（Ｐ＝ＶＩ）を表す。 電流の零交差後で且つ交替のサイリスタペアの点弧前の
ｔ１〜ｔ２　間では、電流および電圧は互いに反対の極
性を有している。ｔ１　後では、斜線領域１０９ａで図
示されているように電圧は正のままであるが電流は負で
ある。負の電流および正の電圧の積は、曲線１１０の斜
線領域１１１ａとして図示されておりそして電源へ戻さ
れるエネルギーを表す「負の」パワーを生ずる。同様に
、ｔ３　〜ｔ４　間では、曲線１０８の斜線領域１０９
ｂから分かるようにインバータ電圧は負のままであるが
電流は正である。斜線領域１１１ｂで図示されているよ
うに、正の電流および負の電圧でパワーは先と同様「負
」である。正であろうと負であろうと電流および電圧が
同じ極性を有する期間中パワーは正であり、エネルギー
が負荷へ伝達されることを表す。

【００３０】しかし、電圧および電流の極性が逆である
とき、パワーは「負」であり、したがって何らのパワー
も負荷へ伝達されずその代わりにＲＬＣ回路に蓄積され
たパワーが電源へ戻される。パワーが負の期間の持続時
間は方形パルス波形１０４の各位相遅延ストローブの持
続時間と同じである。これらの遅延ストローブ１０４の
持続時間を変化させることにより、電圧および電流間の
位相差それゆえパワーが直接的に調整される。

【００３１】第５図は本発明の一実施例を図示するブロ
ック図であり、種々のパラメータに対する限界がアナロ
グ手段により設定されそして点弧パルスは２つのチャン
ネルに分離される。

【００３２】零交差検出器１２０、遅延発生器１２２お
よびゲートパルス発生器１２８は「制御部」とラベル表
示された一つのモジュールないしユニット９４として図
示されている。制御モジュール９４への入力は（第３図
の波形１００）のインバータ電流、（第４図に図示され
ている）制御信号１２４、始動／停止信号およびターン
オフ時間（ＴＯＴ）限界信号１３２であり、以下で説明
する。制御モジュール９４からの出力は分離チャンネル
の点弧パルス１０６ａ、１０６ｂを運ぶ２つのラインで
ある。

【００３３】第５図の実施例では、制御モジュール９４
の遅延発生器１２２を制御する制御信号１２４は、それ
ぞれが回路のパラメータに対応している複数の差分信号
の組み合わせである。これら差分信号は個々のモジュー
ルすなわちパワー制御モジュール１３４、パワー限界モ
ジュール１３８、電流限界モジュール１３８、キャパシ
タ電圧限界モジュール１４０、誘導電気炉電圧限界モジ
ュール１４２および周波数限界モジュール１４４から導
かれる。それぞれのモジュールは回路のパラメータをモ
ニターしそしてこの回路パラメータについてのプリセッ
ト値と比較して差分信号を発生する。それぞれの個別の
差分信号はダイオード１５０ａ〜１５０ｆのうちの一つ
のダイオードを通過し、共通ライン１４８を通じて送ら
れる。共通ライン１４８上の組合せ差分信号は制御信号
１２４を形成する。それぞれのパラメータのための個々
のモジュールは比較器などの能動回路要素を備えている
ことが好ましい。

【００３４】パワー制御モジュール１３４は、入力とし
て直接パワー測定値を受け入れてもよいし、電圧および
電流の個別の入力を受け入れてもよい。後者の場合、個
別の電圧および電流入力は乗算されパワー信号が得られ
る。パワー制御モジュール１３４の入力についての融通
性は本発明の制御装置が既存の装置に設置されることを
可能にする。ある種の装置はパワーの直接測定に適当な
ようになされておりまた他のタイプの装置は電圧および
電流について個別のラインを有している。電圧および電
流という個別の入力が使用される場合、個別の差分増幅
器を通ずる信号の両方をろ波して同相雑音を除去するこ
とが好ましい。電流および電圧はアナログ乗算器を用い
て乗算でき順次積分器を用いて積分が行われてパワー信
号を生ずる。パワー信号は順次増幅されそしてオペレー
タ手段により決定される設定パワー信号と比較される。 設定パワー信号は外部ポテンショメータで発生される。 設定パワー信号はオペレータ手段によりろ波され急速な
変化分が減衰せられる。設定パワー信号および実際のパ
ワー信号（直接的に測定されたか電圧および電流を乗算
することにより得られたかによらず）はモジュール１３
４内の差分増幅／積分器で比較され、共通ライン１４８
に結果として誤差信号を発生する。

【００３５】パワー制御モジュール１３４がパワーをプ
リセットレベル近傍に維持している間、パワー限界モジ
ュール１３６は負荷のパワーがあらかじめ選択された量
を越えないようにする。パワー限界モジュール１３６は
、パワー制御モジュール１３４と同様の仕方で負荷パワ
ーをモニターしこれと外部ポテンショメータを通じてオ
ペレータ手段により設定されたパワー限界信号とを比較
する。所与の時点での実際のパワーは限界信号よりも低
いか高いかのいずれかであり、低い場合は負の差分信号
が発生し高い場合は正の差分信号が発生する。パワー限
界モジュール１３６においては負の差分信号は無視され
る。パワー限界モジュール１３６は、測定されたパワー
がプリセットパワー限界値を越えたときだけ差分信号を
発生する。

【００３６】電流限界モジュール１３８はその入力とし
て（第３図の波形１００である）インバータからの電流
を受け入れる。この入力はろ波され、プリセット電流限
界との比較が行われる平均インバータ電流信号が提供さ
れる。パワー限界信号と同様に、プリセット限界よりも
低い実際の電流値は無視されるので、インバータ電流が
プリセット限界を越えたときだけ、差分信号が発生され
る。

【００３７】キャパシタ電圧限界モジュール１４０はキ
ャパシタ電圧を測定し、この電圧を整流し且つろ波し、
平均電圧信号を決定し、順次平均電圧信号とプリセット
限界とを比較し、もし実際のキャパシタ電圧がプリセッ
ト限界を越えているならば、差分信号を発生する。誘導
電気炉電圧限界モジュール１４２は、インダクタコイル
に関係した電圧をモニターすること以外は上述と同様の
機能を行う。

【００３８】周波数限界モジュール１４４は入力として
制御モジュール９４が発生する点弧パルス１０６ａまた
は１０６ｂを受け入れる。２つのパルスがそれぞれのチ
ャンネルの一つの直流方形波の各サイクルごとに発生さ
れる。また、一つのチャンネルの複数の点弧パルスはＲ
ＬＣ負荷と同様の周波数を有している。一つのチャンネ
ル出力は電圧周波数限界モジュール１４４によりモニタ
ーされており、複数の入力パルスはろ波され点弧パルス
の周波数、それゆえインバータの周波数、に比例した直
流電圧を発生する。この直流電圧はプリセット限界と比
較され、そして、他の限界モジュールの場合と同様に、
測定周波数がプリセット限界を越えたときだけ、差分信
号が発生せられる。

【００３９】こうして、本発明は、ＲＬＣ回路に関係し
たパワーを所望の値に制御するパワー制御モジュール１
３４に加えて、パワーおよびパワー以外の他のパラメー
タをモニターし、パワーおよびそれぞれのパラメータが
プリセット限界を越えることがないようにする複数の限
界モジュール１３６〜１４４を備えていることが理解さ
れよう。これらのパラメータは特定の状況に応じて個別
に制御される。たとえば、ＲＬＣ負荷のキャパシタは、
パワーだけの調整によっては考慮できないキャパシタに
特有の一定の最大許容可能電圧限界および周波数限界を
通常有する。したがって、パワーだけが事実上制御され
るけれども、パワー以外の他のパラメータを個別に制限
することも同様に重要である。

【００４０】すべてのモジュールからの制御信号の組合
せを表す制御信号１２４に加えて、制御モジュール９４
は、入力として、ターンオフ時間（ＴＯＴ）限界モジュ
ール１３０が発生するターンオフ時間限界信号１３２を
も受け入れる。ＴＯＴすなわち「ターンオフ時間」限界
信号は、インバータが短絡しないようにするために、イ
ンバータの各サイクル内の負エネルギー流の最小時間に
対応した最小差信号を表す。上述したように、もし第２
のサイリスタペアが第１のサイリスタペアのターンオフ
時間（ＴＯＴ）前に点弧されれば、インバータは短絡し
それゆえ破壊する。第１のサイリスタペアがオフ状態へ
戻ったときに、第１のサイリスタペアのターンオフ時間
（ＴＯＴ）後に第２のサイリスタペアが常に点弧するよ
う、ターンオフ時間（ＴＯＴ）限界モジュール１３０は
最小差信号を提供する。

【００４１】制御モジュール９４は直接入力としてイン
バータ電流をも受け入れインバータ電流の零交差点をモ
ニターする。制御モジュール９４は、以下に詳述するよ
うに、始動／停止手段１６２をも具備している。

【００４２】第６図は、零交差検出器１２０、遅延検出
器１２２およびゲートパルス発生器１２８の主要部分を
図示する詳細なブロック図である。この実施例では、零
交差検出器１２０は、比較器２００、ダイオード２０４
およびエッジ検出回路２０６を具備している。ＲＬＣ負
荷の電流を表す波形１００は比較器２００へ供給される
。比較器２００は、入力電流がゼロよりも大きいとき正
の定電圧を出力し、入力電流がゼロよりも小さいときは
、等振幅であるが負の定電圧を出力する。こうして比較
器２００の出力は方形波電圧である。この方形波信号の
負の部分はダイオード２０４により遮断されそれゆえ正
電圧およびゼロ電圧間で変化する方形波がエッジ検出器
２０６へ供給される。これはシュミットトリガ回路の形
式も可能である。方形波の各縁部は電流の零交差に対応
している。エッジ検出器２０６は、方形波のいずれの前
縁および後縁でもストローブを生ずる。これらストロー
ブは波形１０２になりそして遅延検出器１２２へ送られ
る。

【００４３】遅延発生器１２２は、フリップフロップ２
０８、ワンショットマルチバイブレータ２１０、電圧−
電流変換器２１８および複数のタイミングキャパシタ２
２０を具備している。零交差ストローブ波形１０２は、
信号をワンショットマルチバイブレータ２１０へ送るフ
リップフロップ２０８へ入力される。ワンショットマル
チバイブレータ２１０は、フリップフロップ２０８へ接
続されており一定の持続時間の遅延期間の間フリップフ
ロップ２０８への入力を阻止するクランプ線２１２を具
備している。この阻止動作で誤った零交差信号が不適当
な時点でフリップフロップ２０８をトリガーすることが
ないことが保証される。

【００４４】制御信号１２４はインバータ２１４へ入力
され、反転信号はあらかじめ選択されていた最小ターン
オフ時間信号１３２と組み合わされ、上述したように、
零交差およびサイリスタの点弧間に最小限の遅延時間が
保証されるよう最小差信号が提供される。最小ターンオ
フ時間信号１３２は比較器２１６を通じて送られ良好な
調整が許容される。（最小ターンオフ時間信号１３２お
よび制御信号１２４とからなる）組み合わされた制御信
号は電圧−電流変換器２１８へ入力され、この変換器は
組合せ制御信号の電圧に比例した電流を発生する。この
電流はタイミングキャパシタ２２０を充電する。タイミ
ングキャパシタ２２０は、適宜の周波数範囲についてジ
ャンパ２２３により選択される一連のキャパシタ２２１
の形式でもよい。変換器２１８に入力された制御信号の
電圧が高ければ高いほど出力電流は大きく且つタイミン
グキャパシタはより速く充電する。タイミングキャパシ
タ２２０はライン２２２を通じてワンショットマルチバ
イブレータ２１０へ接続されている。フリップフロップ
２０８からの信号を受け入れると、ワンショットマルチ
バイブレータ２１０は正電圧を発生し且つライン２２２
のクランプ解除を行い、タイミングキャパシタ２２０が
変換器２１８からの電流で充電されるのが許容される。 正電圧出力はタイミングキャパシタ２２０の電荷がしき
い値に達したときだけ遮断される。タイミングキャパシ
タの充電速度は変換器２１８が発生する電流に依存し引
き続き制御信号に比例しているので、ワンショットマル
チバイブレータ２１０が正電圧を出力する時間の長さは
制御信号に依存している。この正電圧はゲートパルス発
生器１２４へ送られる遅延パルス１０４を形成する。

【００４５】ゲートパルス発生器１２８は、後縁検出器
２２４、ワンショットマルチバイブレータ２２６および
Ｔ形フリップフロップ２２８を具備している。後縁検出
器２２４は遅延パルスの後縁を検出する。遅延パルス１
０４の後縁はサイリスタペアが点呼されるべき時点を指
示している。後縁検出器２２４は、標準的なサイリスタ
の点弧パルスを発生するワンショットマルチバイブレー
タ２２６をトリガするストローブを発生する。これらの
点弧パルスはＴ形フリップフロップ２２８により２列に
分けられる。Ｔ形フリップフロップ２２８へ入力された
いずれのストローブパルスもＴ形フリップフロップ２２
８の状態を変更し、引き続きサイリスタペアが交互に点
弧される。こうして、遅延パルス１０４のいずれの後縁
でも、Ｔ形フリップフロップ２２８の交互出力により点
弧パルス１０６ａまたは１０６ｂが出力される。

【００４６】本発明の制御装置の使用においては、装置
の始動ないし停止時にインバータに短絡を招く危険性が
ある。本制御装置がＲＬＣ回路負荷に関係した周波数に
適合するまでに複数のサイクルが必要である。したがっ
て制御モジュール９４は、模擬の零交差ストローブの動
作を遅延発生器１２２に対して起動する発振器２４０に
より本制御装置を安全に始動および停止するための手段
１６２も具備している。始動の際には、パワー制御モジ
ュール１３４へのパワー基準電圧の入力を抑制しつつ模
擬のストローブが発生される。このようにして、インバ
ータの動作はパワーが実際にインバータを通じてＲＬＣ
負荷へ送られる前に模擬が行われる。あらかじめ制御装
置を始動することによって、インバータが特定の溶融装
入物について適当な動作周波数を「発見」している間、
短絡の危険性がない。装置を停止するために、始動／停
止手段１６２は、低レベルパワーに関係した持続時間の
遅延パルス１０４を検出することにより、インバータに
向かう低パワーを検出する。低パワーでは、発振器２４
０は再びトリガされ人為的な零交差パルスを遅延発生器
１２２へ発生し、それゆえパワーは発振器２４０により
発生される低いアイドル周波数へ下降することが許容さ
れ、装置は安全に停止できる。

【００４７】上述のような自動制御装置が誘導加熱に使
用される場合によく起こることが溶融物の物理的動揺な
いし振動である。このような振動はアルミニウムなどの
軽金属を一定の温度に維持するときや溶融浴が浅いとき
に生じやすい。すでに知られているように、溶融が行わ
れる金属製装入物が誘導コイルの磁界内に配置されたと
きに、磁界の方向に直角に装入物に力が賦課される。こ
の力は、金属製の装入物が強磁性であるかそうでないか
に関係なく賦課される。金属装入物が溶融状態すなわち
液状であるとき、誘導コイルによる力は液状金属を溶融
容器内で物理的に揺動ないし回転させる。揺動は引き続
き「ピンチ効果」として知られている現象を生じ、溶融
物の頂面に凸状湾曲面を生ずる。湾曲現象は誘導コイル
について、液状金属の質量再分配を生じ、液状金属によ
ってインバータへ与えられている見掛けの負荷インピー
ダンスならびに磁気的性質を変化させる。第７図は、誘
導コイルの巻線３０４により包囲されたるつぼ３０２を
備えた標準的な底の浅い誘導炉３００を図示している。 前述のような自動制御装置がインバータに関係したパワ
ーを調整するのに使用される場合、結果として生ずる湾
曲面Ｍ１は金属によりインバータへ与えられている見掛
けの負荷を変化させるが、これは自動制御装置が見掛け
の負荷変化に応答して誘導コイルへのパワーを増加させ
る態様で行われる。ところが、追加されたパワーは金属
により大きな力を生じ、湾曲面の中高さないし高さがた
とえば第７図で破線で示されている場所Ｍ２へと増加す
る。湾曲面の高さがあまりに大きい場合、金属は湾曲面
Ｍ２の領域においてそれ自身を支えることがもはや不可
能となり、それゆえ湾曲面は崩壊する。崩壊前のかかる
盛り上り湾曲面の発生は液状金属の動揺を招く。極端な
場合には、このような動揺は、炉からの溶融金属の危険
なはねかえりを生じ、動揺が引起こす炉に対する物理的
損傷を招く可能性がある。

【００４８】このような溶融物の危険な動揺を回避する
ためには、溶融物の物理的形状の変化で自動制御装置が
より大きなパワーを負荷に賦課する制御ループを中断す
ることが好ましい方法である。単なるパワーの減少は溶
融物を早まって冷却し得、所望される溶融プロセスに悪
影響を与えることがありまた炉に損傷を招くことがある
点で必ずしも望ましくない。動揺は負荷に与えられる単
なる高レベルパワーによって生ずるのではなく、溶融物
の形状変化と自動制御装置との相互作用によって生ずる
ことに注意しなければならない。動揺は、自動制御装置
のフィードバックループの結合解除ないしデカップリン
グによって本発明で回避される。

【００４９】第８図は第４図の制御装置の修正タイプの
制御装置を図示する。通常、自動制御回路１２６は、入
力として、所与の時点で誘導負荷に供給された実際の被
測定パワーを受け入れそして上述と同様に被測定パワー
レベルとプリセットパワーレベルを比較しならびに電圧
、電流および温度などの他のパラメータについてもプリ
セットされた最大値と比較する。自動制御回路１２６は
、これら種々のパラメータに関係した制御信号に基づき
賦課されるパワーをライン１２４を通じ電圧を遅延発生
器１２２へ送ることにより調整する。上述したように、
ライン１２４の電圧の大きさは遅延発生器１２２により
発生される遅延ストローブの持続時間に影響を与える。 第８図の本発明の実施例では、自動制御回路１２６は、
ライン１２４を手動制御回路３１０と共用している。手
動制御回路３１０は、入力として、炉に潜在的に危険性
のある動揺を発見したときにオペレータにより手動調整
されるポテンショメータ３２２からの電圧を受け入れる
。手動制御回路３１０の出力はダイオード３２４を介し
てライン１２４に節３１４にて結合される時間変化しな
い信号である。こうして、手動制御回路３１０からの電
圧は自動制御回路１２６からの標準制御電圧と置換でき
、それゆえ手動制御回路３１０は自動制御回路１２６が
遅延発生器１２２に影響を与えている間に自動制御回路
１２６を無効にすることができる。

【００５０】第９図は、手動制御の特徴部分について回
路の種々の部位について一例としての電圧値を図示した
好ましい回路の模式図である。回路１２６´は、パワー
パラメータの直接測定に基づき自動的に遅延発生器１２
２に影響を与えている第８図の制御回路の一部を図示し
ている。

【００５１】第９図の実施例の動作を説明するために、
制御信号についての標準の値がほぼ小さな負の直流電圧
であると仮定する。ライン１２４の電圧信号の標準的な
値が−８Ｖとして与えられている。この実施例において
、制御装置の負電圧は（第９図には図示していない回路
要素を用いて）反転され、それゆえ結果的に生ずる正電
圧が（たとえば第６図で参照番号２２１の）充電キャパ
シタを充電するのに使用される。この構成では、ライン
１２４での（絶対値が）増大する負電圧が反転され充電
キャパシタに印加される増大する正電圧を発生する。 充電キャパシタでの正電圧の増大は充電キャパシタ２２
１を迅速に充電せしめる。充電キャパシタを迅速に充電
すればするほど、遅延発生器１２２により発生される遅
延時間はより短くなる。負荷に供給される電圧および電
流間の時間遅延が短くなるに応じて、より多くのパワー
が負荷へ供給される。制御信号の電圧がより深く負極性
になるにしたがって大量のパワーが負荷へ供給され、ま
た、制御信号の電圧がより浅く負極性になるにしたがっ
て、少量のパワーが負荷へ供給される。手動制御回路３
１０の賦活は以下で説明するように負荷へ供給されるパ
ワーの減少を生じ得るけれども、負荷に向かうパワーの
減少それ自体が手動制御回路３１０の作用ではないこと
が強調されねばならない。そうではなくて、手動制御回
路の３１０の主たる目的は自動制御回路１２６のフィー
ドバックループを無効化しそして結合解除を行うことに
ある。

【００５２】手動制御回路３１０は、増幅器３１２、減
衰回路３１３およびフォロワ３２０を具備している。増
幅器３１２は、グランドへ接続された負入力とポテンシ
ョメータ３２２へ接続された正入力とを有する反転加算
器として構成された演算増幅器が好ましい。増幅器３１
２に関係した抵抗は通常ポテンショメータ３２２からの
入力電圧についてたとえば２などの適当な利得を増幅器
３１２に与えるよう選択される。増幅器３１２からの出
力は電圧信号の非常に迅速な増加を阻止する減衰回路３
１３を通じて順次送られる。減衰回路３１３は図示の能
動ローパスフィルタの形式が好ましい。増幅器３１２か
らの増幅電圧信号は減衰回路３１３からフォロワ３２０
に送られそして順次ダイオード３２４を通じて節３１４
へ送られる。

【００５３】自動制御回路１２６の一部の制御回路１２
６´は、入力として、負荷へ供給された実際の測定パワ
ーに関係した負電圧を受け入れ、そして充電キャパシタ
へ電圧信号を送る。繰り返すことになるけれども、制御
回路１２６´からの電圧信号がより負極性になればなる
ほど充電キャパシタは迅速に充電する。これは負荷に供
給される電圧および電流間の遅延時間をより短くしそれ
ゆえ負荷に供給されるパワーを増大させる。本実施例に
おいて、負荷に供給される所望されるパワーについて典
型的な電圧信号は−８Ｖとして与えられている。制御回
路１２６´は標準的には増幅器３１６と高抵抗３３０と
を具備している。増幅器３１６の目的は所望の速度で充
電キャパシタを充電するのに適当なよう電圧信号の利得
を調整しまた高抵抗３３０は節３１４の電圧が増幅器３
１６の出力電圧と異なることを可能にする。手動制御回
路３１０近傍のダイオード３２４および制御回路１２６
´の高抵抗３３０は、制御回路１２６´および手動制御
回路３１０による複数の電圧出力のうち（絶対値が）最
小の負電圧が節３１４にあるように、制御回路３１０お
よび１２６´を互いに隔離ないしアイソレートする。

【００５４】節３１４および遅延発生器１２２間には、
遅延発生器１２２の充電キャパシタに関係した演算増幅
器２１４により生成される高インピーダンスがあること
が好ましい（第６図参照）。この高インピーダンスは、
制御回路１２６´に関係した高抵抗の抵抗器３３０およ
び手動制御回路３１０に関係したダイオード３２４と組
み合わされて、遅延発生器１２２が制御回路１２６´お
よび手動制御回路３１０の複数の電圧信号のうち（絶対
値が）最小の負電圧にのみ応答することを意味する。こ
うして、手動制御回路３１０からの電圧が制御回路１２
６´からの電圧よりも（絶対値が）小さい負の極性であ
る場合、ダイオード３２４は順方向にバイアスされ、（
ダイオード３２４を横切る電圧降下を加えた）手動制御
回路３１０からのより（絶対値が）小さい負の電圧が遅
延発生器１２２への入力として節３１４に現れる。これ
とは反対の状況において、制御回路１２６´からの電圧
出力信号が手動制御回路３１０からの出力よりも（絶対
値が）小さい場合、ダイオード３２４は逆方向にバイア
スされ、もはや導通性がなく、節３１４の電圧は制御回
路１２６´からの出力である。節３１４が非常に高いイ
ンピーダンスを有する演算増幅器２１４の入力側へ接続
されているので（第６図参照）、非常に小さな電圧降下
が抵抗３３０に生ずる。

【００５５】第９図は、回路の種々の部位での電圧値の
一例を与えている。制御回路１２６´を通ずる典型的な
電圧信号は−８Ｖであるが、この電圧は所望されるパワ
ーに応じて変化する。制御回路１２６´からの電圧信号
が、オペレータが溶融物の動揺を発見したときなど、置
換されるべき状況において、オペレータはポテンショメ
ータ３２２を調整し、（絶対値が）小さい負の電圧が制
御回路３１０に印加されるようにする。増幅器３１２は
その正入力に与えられたポテンショメータ電圧を増幅す
る。増幅器３１２について典型的な利得が２である。増
幅器３１２の出力は減衰回路３１３にそしてフォロワ３
２０へ与えられ、増幅器３２０の出力に−５Ｖという出
力電圧（ポテンショメータ３２２からの−２．５Ｖに増
幅器３１２の利得２を乗算したもの）を与える。ダイオ
ード３２４を横切って約０．６Ｖの電圧降下もまたあり
、そのため節３１４の電圧は約−５．６Ｖである。ダイ
オード３２４のアノードの電圧（すなわち、制御回路３
１０の出力電圧）はダイオード３２４のカソードの電圧
（すなわち、制御回路１２６´の出力電圧）よりも（絶
対値が）小さい負の電圧であるので、ダイオード３２４
は順方向にバイアスされそして手動制御回路３１０の（
絶対値が）小さい負の出力電圧が節３１４を通じて遅延
発生器１２２へ印加され、制御回路１２６´の出力を無
効化する。

【００５６】こうして、手動制御回路がひとたび賦活さ
れると、遅延発生器１２２に印加される電圧信号は一定
の電圧でありしたがって一定のパワーが負荷へ供給され
、溶融物のいずれの動揺をも除去する。本発明は、その
技術思想またはその特徴から逸脱することなく他の形式
でも具体化可能である。したがって、上述の発明の詳細
な説明ではなく請求の範囲を本発明の技術思想を開示す
るものとして参照されたい。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術による誘導加熱装置の電源の一般的構
成を図示した簡単な模式図である。

【図２】従来技術による直流電源およびＲＬＣ負荷間の
フルブリッジ形インバータの模式図である。

【図３】本発明の制御装置の種々の部位の一連の波形を
図示する波形図である。

【図４】本発明の基本要素を図示する簡単なブロック図
である。

【図５】本発明の一実施例を図示する簡単なブロック図
である。

【図６】第４図に図示の本発明の要素を詳細に図示する
ブロック図である。

【図７】液状金属を有する誘導炉の簡単な断面図である
。

【図８】安全性という特徴を有する本発明の実施例の基
本要素を図示する簡単なブロック図である。

【図９】安全性という特徴を有する本発明の好ましい実
施例を図示する模式回路図である。

【符号の説明】

１８ａ、１８ｂ　　　　　　　　サイリスタ２０ａ、２
０ｂ　　　　　　　　サイリスタ９４　　　　　　　　
　　　　　　　　　　制御モジュール１０２　　　　　
　　　　　　　　　　　零交差ストローブ波形１０４　
　　　　　　　　　　　　　　　遅延ストローブ１０６
ａ、１０６ｂ　　　　点弧パルス１０６ａ、１０６ｂ　
　　　点弧パルス１２０　　　　　　　　　　　　　　
　　零交差検出器１２２　　　　　　　　　　　　　　
　　遅延発生器１２４　　　　　　　　　　　　　　　
　制御信号１２６　　　　　　　　　　　　　　　　制
御回路１２８　　　　　　　　　　　　　　　　ゲート
パルス発生器１３２　　　　　　　　　　　　　　　　
最小ターンオフ時間信号１３４　　　　　　　　　　　
　　　　　パワー制御モジュール１３８　　　　　　　
　　　　　　　　　パワー限界モジュール１４０　　　
　　　　　　　　　　　　　キャパシタ電圧限界モジュ
ール１４２　　　　　　　　　　　　　　　　誘導電気
炉電圧限界モジュール１４４　　　　　　　　　　　　
　　　　周波数限界モジュール２０８　　　　　　　　
　　　　　　　　フリップフロップ２１０　　　　　　
　　　　　　　　　　ワンショットマルチバイブレータ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】極性が交互変化する電圧を負荷に発生する
   ために切替手段を備えたインバータ電源により誘導電気
   炉へ供給されるパワーを制御するための装置において、
   （ａ）負荷電流をモニターし且つ負荷電流の零交差を表
   す信号を発生するための手段と、 （ｂ）当該零交差信号に応答して前記電源切替手段の動
   作を制御するための手段とを具備した誘導炉へ供給され
   るパワーの制御装置。
2. 【請求項２】電源切替手段の動作を制御するための手段
   は、零交差信号に続く所定の持続時間の遅延間隔後に電
   圧の極性を変化させるための手段を具備している請求項
   １のパワー制御装置。
3. 【請求項３】零交差信号および電圧の極性変化間の遅延
   間隔の持続時間は、負荷に関係したあらかじめ選択され
   たパワーレベルおよび切替手段のターンオフ時間特性に
   関係付けられる請求項２のパワー制御装置。
4. 【請求項４】あらかじめ選択された最大値を越える誘導
   炉への供給電流に応答して、遅延間隔の持続時間を変化
   させるための手段を具備した請求項３のパワー制御装置
   。
5. 【請求項５】あらかじめ選択された最大値を越える誘導
   炉の電圧に応答して、遅延間隔を変化させるための手段
   を具備した請求項３のパワー制御装置。
6. 【請求項６】あらかじめ選択された最大値を越える誘導
   炉の交番電流の周波数に応答して、遅延間隔を変化させ
   るための手段を具備した請求項３のパワー制御装置。
7. 【請求項７】極性が交互変化する電圧を負荷に発生する
   ために切替手段を備えたインバータ電源により誘導電気
   炉へ供給されるパワーを制御するための方法であって、
   当該パワー制御方法は、負荷電流をモニターしそして負
   荷電流の零交差を表す信号を発生し、当該零交差信号に
   続く所定の持続時間の遅延間隔後に、負荷電圧の極性を
   変化させることから成り、前記遅延間隔の持続時間は誘
   導電気炉に関係したあらかじめ選択されたパワーレベル
   および電源の切替手段のターンオフ時間に関係付けられ
   ることを特徴とする誘導電気炉へ供給されるパワーの制
   御方法。
8. 【請求項８】誘導性負荷に供給されるパワーの制御装置
   において、時間にわたり当該負荷に供給されるパワーを
   モニターするための手段と、負荷へ供給される電流およ
   び電圧間の位相差を制御することにより当該負荷へ供給
   されるパワーを変化させるための手段と、負荷へ供給さ
   れたパワーの測定値に応答して、負荷へ供給される電流
   および電圧間の位相差を自動的に制御するためのフィー
   ドバック手段と、負荷へ供給される電圧および電流間の
   位相差の自動制御を無効化するためにフィードバック手
   段に外部信号を導入するための手段とを具備したパワー
   制御装置。
9. 【請求項９】前記フィードバック手段は所与の時点で負
   荷へ供給されたパワーを表す電圧信号を発生するための
   手段を具備しており、負荷へ供給されるパワーを変化さ
   せるための手段は当該電圧信号に応答する手段を具備し
   ており、そして外部信号をフィードバック手段に導入す
   るための手段は、負荷へ供給される時間変化しないパワ
   ーに対応した時間変化しない電圧信号を発生するための
   手段を具備している請求項８のパワー制御装置。
10. 【請求項１０】誘導性の負荷に供給されるパワーを制御
    するための自動制御装置において、負荷へ供給されたパ
    ワーの測定値に応答して、負荷へ供給される電流および
    電圧間の位相差を自動的に制御するためのフィードバッ
    ク手段と、負荷へ供給される電圧および電流間の位相差
    の自動制御を無効化するために前記フィードバック手段
    に外部信号を導入するための手段を備える負荷のパワー
    の制御系とを具備した自動制御装置。
11. 【請求項１１】前記フィードバック手段は所与の時点で
    の測定されたパワーに関係した電圧信号を発生するため
    の手段を具備しており、外部信号をフィードバック手段
    に導入するための手段は、負荷へ供給される時間変化し
    ないパワーに対応した時間変化しない電圧信号を発生す
    るための手段を具備している請求項１０の自動制御装置
    。
12. 【請求項１２】誘導性の負荷に供給されるパワーの制御
    装置において、時間にわたり負荷へ供給されるパワーを
    モニターするための手段と、所与の時点で負荷へ供給さ
    れたパワーを表す電圧信号を発生するための手段と、所
    与の時点で負荷へ供給されたパワーを表す電圧信号に応
    答する手段を備え、負荷へ供給される電圧および電流間
    の位相差を自動的に制御するためのフィードバック手段
    と、前記電圧信号の大きさに応じてあらかじめ選択され
    る持続時間の時間にわたり充電されるようになされてお
    り且つ当該充電の時間は前記負荷供給電流および電圧間
    の前記位相差の持続時間に関係付けられている少くとも
    一つの充電キャパシタを備えており、前記負荷供給電圧
    および電流間の位相差を制御することにより負荷供給パ
    ワーを変化させるための手段と、負荷供給パワーを変化
    させるための前記手段に前記フィードバック手段を通じ
    て外部電圧信号を導入するための手段において、所与の
    時点で測定された負荷供給パワーに関係した前記電圧信
    号を、少くとも一つの前記充電キャパシタに供給される
    時間変化しない電圧に対応した外部電圧信号と置換する
    ための手段を備えている前記外部電圧信号導入手段とを
    具備したパワー制御装置。
13. 【請求項１３】アノードが前記外部電圧信号導入手段へ
    接続されており、カソードが、負荷供給パワーを表す電
    圧信号の前記発生手段および前記負荷供給パワー変化手
    段に接続されたダイオードを具備しており、前記外部電
    圧信号が負荷供給パワーを表す前記電圧信号よりも絶対
    値が小さい負の値であるとき、当該ダイオードは順方向
    にバイアスされる請求項１２のパワー制御装置。