JPH04230805A - ファイバー光測定装置、レートジャイロ、ナビゲーションと安定化システム、磁界及び電流センサ - Google Patents
ファイバー光測定装置、レートジャイロ、ナビゲーションと安定化システム、磁界及び電流センサInfo
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
- G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
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- G01R15/245—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using light-modulating devices using magneto-optical modulators, e.g. based on the Faraday or Cotton-Mouton effect
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-
- G—PHYSICS
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- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
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- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
- G01C19/726—Phase nulling gyrometers, i.e. compensating the Sagnac phase shift in a closed loop system
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はサニャック（ＳＡＧＮＡ
Ｃ）リング干渉計における非可逆性の摂動を発生するパ
ラメータの変化を測定可能な光ファイバ測定装置に関す
るものである。ＳＡＧＮＡＣ干渉計とそれが縫合する物
理現象はよく知られている。そのような干渉計において
分割（Ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ）プレートや他の分割装置は
入射波を分割する。従って生成された二つの反対に伝播
する波は閉じた光経路に沿って反対方向に伝播し、再結
合し、そしてそれらが再結合する時に波の位相シフトに
より相互干渉を生じる。
Ｃ）リング干渉計における非可逆性の摂動を発生するパ
ラメータの変化を測定可能な光ファイバ測定装置に関す
るものである。ＳＡＧＮＡＣ干渉計とそれが縫合する物
理現象はよく知られている。そのような干渉計において
分割（Ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ）プレートや他の分割装置は
入射波を分割する。従って生成された二つの反対に伝播
する波は閉じた光経路に沿って反対方向に伝播し、再結
合し、そしてそれらが再結合する時に波の位相シフトに
より相互干渉を生じる。
【０００２】元来、ＳＡＧＮＡＣ干渉計の閉じた光経路
はミラーによって規定されている。それはマルチ−ター
ン、モノモード光ファイバコイルによって構成されても
よいということが知られている。又、ある物理現象は摂
動、特に反対に伝播する波上、それらの波の相対的な位
相シフトを生じる非可逆性の位相シフトを生成すること
ができ、それは再結合時にそれらの干渉状態を変える。 この相対位相シフトの測定はそれを生じる現象が定量さ
れることを可能にする。
はミラーによって規定されている。それはマルチ−ター
ン、モノモード光ファイバコイルによって構成されても
よいということが知られている。又、ある物理現象は摂
動、特に反対に伝播する波上、それらの波の相対的な位
相シフトを生じる非可逆性の位相シフトを生成すること
ができ、それは再結合時にそれらの干渉状態を変える。 この相対位相シフトの測定はそれを生じる現象が定量さ
れることを可能にする。
【０００３】
【従来の技術】これらの非可逆性の摂動を発生可能な主
な物理現象は、その閉じた光経路の面に垂直な軸に関し
て干渉計の回転によって生じるＳＡＧＮＡＣ効果である
。ファラデー効果や共通リニヤ光磁気効果（ｃｏｌｉｎ
ｅａｒ ｍａｇｎｅｔｏ−ｏｐｔｉｃ ｅｆｆｅｃ
ｔ）はこのタイプの非可逆性の効果を生じるものとして
同様に知られている。例えば、これはある状態の下でＫ
．Ｂ０ＨＭによってｔｈｅｊｏｕｒｎａｌ ＯＰＴＩ
Ｃ ｌｅｔｔｅｒｓ（Ｖｏｌ．７，ｎｏ．４，Ａｐｒ
ｉｌ １９８２，ｐａｇｅｓ １８０−１８２）の
中の記事で述べられており、他の効果も同様に非可逆性
の位相シフトを生じる。
な物理現象は、その閉じた光経路の面に垂直な軸に関し
て干渉計の回転によって生じるＳＡＧＮＡＣ効果である
。ファラデー効果や共通リニヤ光磁気効果（ｃｏｌｉｎ
ｅａｒ ｍａｇｎｅｔｏ−ｏｐｔｉｃ ｅｆｆｅｃ
ｔ）はこのタイプの非可逆性の効果を生じるものとして
同様に知られている。例えば、これはある状態の下でＫ
．Ｂ０ＨＭによってｔｈｅｊｏｕｒｎａｌ ＯＰＴＩ
Ｃ ｌｅｔｔｅｒｓ（Ｖｏｌ．７，ｎｏ．４，Ａｐｒ
ｉｌ １９８２，ｐａｇｅｓ １８０−１８２）の
中の記事で述べられており、他の効果も同様に非可逆性
の位相シフトを生じる。
【０００４】反対に、しばしば測定における摂動の原因
である状況を表す膨大なパラメータの変化は、単にＳＡ
ＧＮＡＣ干渉計上で可逆的効果のみを有し、反対に伝播
する波の間の相対位相シフトを乱さず、従って調べられ
るパラメータの測定には全く影響を与えない。それは温
度、指標（ｉｎｄｉｃｅｓ）等のゆるやかな変化に対す
るような場合であり、それは波によって伝達される光経
路を変えるが、しかし可逆的方法でそれを変える。
である状況を表す膨大なパラメータの変化は、単にＳＡ
ＧＮＡＣ干渉計上で可逆的効果のみを有し、反対に伝播
する波の間の相対位相シフトを乱さず、従って調べられ
るパラメータの測定には全く影響を与えない。それは温
度、指標（ｉｎｄｉｃｅｓ）等のゆるやかな変化に対す
るような場合であり、それは波によって伝達される光経
路を変えるが、しかし可逆的方法でそれを変える。
【０００５】そのような測定装置で達成可能な測定の感
度と精度を改善するために多くの研究が続けされてきた
。このことに関しては、例えば“ＯｐｔｉｃａｌＦｉｂ
ｅｒ Ｓｅｎｓｏｒｓ”Ｖｏｌ．２，ＡＲＴＥＣＨ
ＨＯＵＳＥ，１９８９の著作においてＨｅｒｖｅ’Ｃ
．Ｌｅｆ‘ｅｖｒｅによる題名“Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔ
ｉｃａｌ Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ”第９章を調べること
ができる。特に、ＳＡＧＮＡＣ干渉計により与えられる
応答がＰ＝Ｐｏ（１＋ＣＯＳδΦ）の形式であり、従っ
て位相差δΦ＝０の近傍におけるこの信号の感度は低い
ということが最初に認められた。それは方形位相差変調
を紹介するのに提案されており、例えばπ／２以上又は
以下の利得をともない、それは動作点を置き換えそして
周期信号を生成し、その利得は測定されたパラメータの
サイン関数であり、従って高感度及び安定性を有して利
用される。
度と精度を改善するために多くの研究が続けされてきた
。このことに関しては、例えば“ＯｐｔｉｃａｌＦｉｂ
ｅｒ Ｓｅｎｓｏｒｓ”Ｖｏｌ．２，ＡＲＴＥＣＨ
ＨＯＵＳＥ，１９８９の著作においてＨｅｒｖｅ’Ｃ
．Ｌｅｆ‘ｅｖｒｅによる題名“Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔ
ｉｃａｌ Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ”第９章を調べること
ができる。特に、ＳＡＧＮＡＣ干渉計により与えられる
応答がＰ＝Ｐｏ（１＋ＣＯＳδΦ）の形式であり、従っ
て位相差δΦ＝０の近傍におけるこの信号の感度は低い
ということが最初に認められた。それは方形位相差変調
を紹介するのに提案されており、例えばπ／２以上又は
以下の利得をともない、それは動作点を置き換えそして
周期信号を生成し、その利得は測定されたパラメータの
サイン関数であり、従って高感度及び安定性を有して利
用される。
【０００６】測定精度はゼロメソッド、又いわゆる閉ル
ープ動作の使用によって改善されるということが後に示
された。この方法によれば、付加的ないわゆる負帰還位
相差δΦＣＲが適用され、そして測定されたパラメータ
によって生成された位相差δΦＰを補償するのに与えら
れる。これら二つの位相差δΦＣＲとδΦＰの合計はゼ
ロに保たれ、このことは干渉計が最大の精度で動作する
ことを可能にする。測定は負帰還位相差δΦＣＲを生成
するのに必要な信号を利用することによって達成される
。従って、測定は安定でリニヤである。
ープ動作の使用によって改善されるということが後に示
された。この方法によれば、付加的ないわゆる負帰還位
相差δΦＣＲが適用され、そして測定されたパラメータ
によって生成された位相差δΦＰを補償するのに与えら
れる。これら二つの位相差δΦＣＲとδΦＰの合計はゼ
ロに保たれ、このことは干渉計が最大の精度で動作する
ことを可能にする。測定は負帰還位相差δΦＣＲを生成
するのに必要な信号を利用することによって達成される
。従って、測定は安定でリニヤである。
【０００７】この閉ループ動作にとって従属的な必要性
は周波数オフセッ卜を通して達成される。このオフセッ
トは音響−光変調器、又はセロダイン変調を位相変調器
に適用することによってシュミレートされたものを基に
して直接生成することができる。そのようなセロダイン
変調は鋸歯位相変調ランプを与えることによって生成さ
れる。この点に関して、アメリカ合衆国特許第４，２９
９，４９０が例えば調査可能である。しかし、これには
寄生的なサイドバンドを改善するため、よく調整された
２απ（αは整数）のフォールバックが必要なことが知
られている。しかしながら、測定において高精度を得る
ために、フォールバック後の信号の利用でフォールバッ
ク値の加減を作りだしている。又、連続するランプはク
ロックに同期したステップによって置き換え可能で、そ
してそのような信号は論理回路そしてデジタル−アナロ
グ変換器を基に作りだされるということが知られている
。
は周波数オフセッ卜を通して達成される。このオフセッ
トは音響−光変調器、又はセロダイン変調を位相変調器
に適用することによってシュミレートされたものを基に
して直接生成することができる。そのようなセロダイン
変調は鋸歯位相変調ランプを与えることによって生成さ
れる。この点に関して、アメリカ合衆国特許第４，２９
９，４９０が例えば調査可能である。しかし、これには
寄生的なサイドバンドを改善するため、よく調整された
２απ（αは整数）のフォールバックが必要なことが知
られている。しかしながら、測定において高精度を得る
ために、フォールバック後の信号の利用でフォールバッ
ク値の加減を作りだしている。又、連続するランプはク
ロックに同期したステップによって置き換え可能で、そ
してそのような信号は論理回路そしてデジタル−アナロ
グ変換器を基に作りだされるということが知られている
。
【０００８】さらに測定の感度と精度を改善するために
、検出器からの出力信号をデジタル化することが提案さ
れてきた。電気処理手段は、アナログ−デジタル変換器
、アナログ−デジタル変換器によって与えられる信号を
利用し連続的に変調周波数でそれらに関する構成部分に
戻すデジタル処理システムから構成される。デジタル処
理システムからの信号が与えられるサーボ−ループデジ
タルフィルタは測定されたパラメータを表す信号を供給
する。サーボ−ループデジタルフィルタからの信号を受
信するレジスタは、あらゆる望みの外部使用に対して測
定されたパラメータ関数である信号を提供する。レジス
タからの信号が与えられるアキュームレータはデジタル
ランプを生成し、そのスロープは測定されたパラメータ
の関数であり、アキュームレータから出力されるランプ
信号が与えられるデジタル−アナログ変換器は位相変調
器を制御する。
、検出器からの出力信号をデジタル化することが提案さ
れてきた。電気処理手段は、アナログ−デジタル変換器
、アナログ−デジタル変換器によって与えられる信号を
利用し連続的に変調周波数でそれらに関する構成部分に
戻すデジタル処理システムから構成される。デジタル処
理システムからの信号が与えられるサーボ−ループデジ
タルフィルタは測定されたパラメータを表す信号を供給
する。サーボ−ループデジタルフィルタからの信号を受
信するレジスタは、あらゆる望みの外部使用に対して測
定されたパラメータ関数である信号を提供する。レジス
タからの信号が与えられるアキュームレータはデジタル
ランプを生成し、そのスロープは測定されたパラメータ
の関数であり、アキュームレータから出力されるランプ
信号が与えられるデジタル−アナログ変換器は位相変調
器を制御する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、なお
変調のダイナミックを制限していながら光ファイバ測定
装置の感度と安定性を改良することであり、従って同じ
性能に対して変調器に供給される電力の減少、すなわち
それに伴う寄生の熱放散を低下させる。負帰還変調制御
チェインの利得が一定に保たれるような装置を提供する
ことも同様に本発明の目的である。この効果のため、位
相ランプのフォールバック間に生成される信号が使われ
る。
変調のダイナミックを制限していながら光ファイバ測定
装置の感度と安定性を改良することであり、従って同じ
性能に対して変調器に供給される電力の減少、すなわち
それに伴う寄生の熱放散を低下させる。負帰還変調制御
チェインの利得が一定に保たれるような装置を提供する
ことも同様に本発明の目的である。この効果のため、位
相ランプのフォールバック間に生成される信号が使われ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は測定されたパラ
メータの変化が二つの波の間の位相差を生じさせる光フ
ァイバ測定装置に関するものであり、半モノクロ光源、
好ましくはモノモードで、反対に伝播する波を伝えるＳ
ＡＧＮＡＣリング干渉計から成り、それらの分割と再結
合の間の波伝播時間はτであり、検出器、位相変調、そ
して電気手段は測定されたパラメータの関数である信号
と位相変調器を制御する電気手段を提供する処理システ
ムから成る。
メータの変化が二つの波の間の位相差を生じさせる光フ
ァイバ測定装置に関するものであり、半モノクロ光源、
好ましくはモノモードで、反対に伝播する波を伝えるＳ
ＡＧＮＡＣリング干渉計から成り、それらの分割と再結
合の間の波伝播時間はτであり、検出器、位相変調、そ
して電気手段は測定されたパラメータの関数である信号
と位相変調器を制御する電気手段を提供する処理システ
ムから成る。
【００１１】
【作用】本発明によれば、変調器に対する制御信号は周
期２π及び振幅Φｂｍの位相シフトΦｂ（ｔ）を生成す
る第一の周期的ゲート、バイアス信号と位相シフトΦｍ
（ｔ）を生成する第二の階段、負帰還信号の重ね合わせ
であり、その各々のステップはτか又はその個々の増加
分（Ｓｕｂ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ）に等しい期間と、測
定されたパラメータ値の関数でありその振幅が先に決め
られたスレッシホールドを越える時にΦｍｍからフォー
ルバックする振幅Φｓを有し、ΦｂｍとΦｍｍはｎを整
数とすると２Φｂｍ＋Φｍｍ＝２ｎπの関係によって関
連づけられ、負帰還信号のフォールバック間に生じた不
規則な位相シフトに対する応答は変調チェインの利得を
一定に保つのに使われる。これらの位相シフトΦｂ（ｔ
）とΦｍ（ｔ）はコイルの終端に置かれた位相変調器に
よって作られ、すなわち２つの反対に伝播する波の間の
位相差を発生し、それぞれはδΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）
−Φｂ（ｔ−τ）とδΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ（
ｔ−τ）に等しく、それらはともに加算される。
期２π及び振幅Φｂｍの位相シフトΦｂ（ｔ）を生成す
る第一の周期的ゲート、バイアス信号と位相シフトΦｍ
（ｔ）を生成する第二の階段、負帰還信号の重ね合わせ
であり、その各々のステップはτか又はその個々の増加
分（Ｓｕｂ−ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ）に等しい期間と、測
定されたパラメータ値の関数でありその振幅が先に決め
られたスレッシホールドを越える時にΦｍｍからフォー
ルバックする振幅Φｓを有し、ΦｂｍとΦｍｍはｎを整
数とすると２Φｂｍ＋Φｍｍ＝２ｎπの関係によって関
連づけられ、負帰還信号のフォールバック間に生じた不
規則な位相シフトに対する応答は変調チェインの利得を
一定に保つのに使われる。これらの位相シフトΦｂ（ｔ
）とΦｍ（ｔ）はコイルの終端に置かれた位相変調器に
よって作られ、すなわち２つの反対に伝播する波の間の
位相差を発生し、それぞれはδΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）
−Φｂ（ｔ−τ）とδΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ（
ｔ−τ）に等しく、それらはともに加算される。
【００１２】信号を処理するための電子手段はデジタル
であり、そして検出器から生じた信号をデジタル化する
アナログ−デジタル変換器、アナログ−デジタル変換器
から与えられる信号を利用するデジタル処理システム、
デジタル処理システムからの信号が与えられ、測定され
たパラメータを表す信号を提供するサーボ−ループデジ
タルフィルタ、サーボ−ループデジタルフィルタからの
信号を受信しそしてどんな望まれる外部使用に対しても
測定されたパラメータの関数である信号を提供するレジ
スタ、レジスタからの信号に基づいてステップを発生さ
せるアキュームレータ、変調信号を発生する変調発生器
、二つの入力と一つの出力から成る加算器であって、そ
の第一の入力はレジスタとアキュームレータによって生
成され測定されたパラメータの関数である信号が与えら
れ、その第二の入力はバイアス変調信号が与えられ、そ
して加算器からの出力信号が与えられそして位相変調器
を制御するデジタル−アナログ変換器から構成される。
であり、そして検出器から生じた信号をデジタル化する
アナログ−デジタル変換器、アナログ−デジタル変換器
から与えられる信号を利用するデジタル処理システム、
デジタル処理システムからの信号が与えられ、測定され
たパラメータを表す信号を提供するサーボ−ループデジ
タルフィルタ、サーボ−ループデジタルフィルタからの
信号を受信しそしてどんな望まれる外部使用に対しても
測定されたパラメータの関数である信号を提供するレジ
スタ、レジスタからの信号に基づいてステップを発生さ
せるアキュームレータ、変調信号を発生する変調発生器
、二つの入力と一つの出力から成る加算器であって、そ
の第一の入力はレジスタとアキュームレータによって生
成され測定されたパラメータの関数である信号が与えら
れ、その第二の入力はバイアス変調信号が与えられ、そ
して加算器からの出力信号が与えられそして位相変調器
を制御するデジタル−アナログ変換器から構成される。
【００１３】
【実施例】本発明の光ファイバ測定装置は、大抵はレー
ザか又はスーパー発光ダイオードである準モノクロ光源
１、そして参照番号２で全体が示されているモノモード
光ファイバＳＡＧＮＡＣリング干渉計から構成される。 このリング干渉計２は干渉計の入力で波を分割しそして
出力でそれらを再結合する分割プレート２１と、それ自
体の回りに巻かれたモノモード光ファイバによって構築
された閉じられた光経路２２から成る。それらの分割と
再結合の間の波伝播時間はτである。
ザか又はスーパー発光ダイオードである準モノクロ光源
１、そして参照番号２で全体が示されているモノモード
光ファイバＳＡＧＮＡＣリング干渉計から構成される。 このリング干渉計２は干渉計の入力で波を分割しそして
出力でそれらを再結合する分割プレート２１と、それ自
体の回りに巻かれたモノモード光ファイバによって構築
された閉じられた光経路２２から成る。それらの分割と
再結合の間の波伝播時間はτである。
【００１４】この測定装置は同様に干渉計それ自体の出
力で波の干渉状態の関数である信号を提供する検出器３
から成る。光信号は、例えば半透明プレートによって構
築される分割器６を介して検出器３に与えられる。干渉
計の光経路の一つの終端で、変調器４が挿入れ、それは
電気信号を基に制御され、二つの波の間の位相差δΦ（
ｔ）＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）を発生可能な位相シフト
Φ（ｔ）を生成する。干渉計の動作は光源１とリング２
２の入口、いわば分割プレート２１の間に偏光器２３と
空間フィルタ２４を挿入することによって改善される。 知られた方法では、この空間フィルタはモノモード光フ
ァイバによって構築される。
力で波の干渉状態の関数である信号を提供する検出器３
から成る。光信号は、例えば半透明プレートによって構
築される分割器６を介して検出器３に与えられる。干渉
計の光経路の一つの終端で、変調器４が挿入れ、それは
電気信号を基に制御され、二つの波の間の位相差δΦ（
ｔ）＝Φ（ｔ）−Φ（ｔ−τ）を発生可能な位相シフト
Φ（ｔ）を生成する。干渉計の動作は光源１とリング２
２の入口、いわば分割プレート２１の間に偏光器２３と
空間フィルタ２４を挿入することによって改善される。 知られた方法では、この空間フィルタはモノモード光フ
ァイバによって構築される。
【００１５】デジタル電子手段７は検出器３から受信さ
れた信号の関数として位相変調器４を負帰還制御する。 これらのデジタル電子手段７はゼロ近辺の二つの波の間
に生成されたステップ差の関数として復調エラー信号の
変化がほぼリニヤになるように構築される。この構成は
ステップ差においてゼロ近辺で復調エラー信号の変化感
度が非常に高くできるが、それにも係わらずステップ差
信号がコサイン形式による時にはステップ差のゼロ近辺
の感度は非常に低いという利点が容易に理解される。こ
のことはバイアス変調信号Φｂ（ｔ）を位相変調に対す
る制御信号に与えることによって得られる。信号は周期
が２τに等しく、最大振幅Φｂｍの周期ゲート信号であ
る。
れた信号の関数として位相変調器４を負帰還制御する。 これらのデジタル電子手段７はゼロ近辺の二つの波の間
に生成されたステップ差の関数として復調エラー信号の
変化がほぼリニヤになるように構築される。この構成は
ステップ差においてゼロ近辺で復調エラー信号の変化感
度が非常に高くできるが、それにも係わらずステップ差
信号がコサイン形式による時にはステップ差のゼロ近辺
の感度は非常に低いという利点が容易に理解される。こ
のことはバイアス変調信号Φｂ（ｔ）を位相変調に対す
る制御信号に与えることによって得られる。信号は周期
が２τに等しく、最大振幅Φｂｍの周期ゲート信号であ
る。
【００１６】デジタル電子手段７の機能はステップ差を
ゼロに保つことと同じである。これはいわば、測定され
たパラメータの変化が干渉計で二つの波の間の位相差を
発生させる時にこの差は、デジタル電子手段７と位相変
調器４を介して初期に生成された位相シフトに対して等
しくそして反対方向を向いた動作を促す検出器３からの
信号の変化を作りだすということであり、その結果、全
体の位相差はゼロの値となる。
ゼロに保つことと同じである。これはいわば、測定され
たパラメータの変化が干渉計で二つの波の間の位相差を
発生させる時にこの差は、デジタル電子手段７と位相変
調器４を介して初期に生成された位相シフトに対して等
しくそして反対方向を向いた動作を促す検出器３からの
信号の変化を作りだすということであり、その結果、全
体の位相差はゼロの値となる。
【００１７】この目的のため、電子手段７は階段負帰還
信号Φｍ（ｔ）を作りだす。各々のステップはτ又はそ
の個々の増加分に等しい期間と測定されたパラメータの
値の関数である振幅Φｓを有する。それはその振幅が決
められたスレッシホールドを越えた時に値Φｍｍからフ
ォールバックする。バイアス変調信号Φｂ（ｔ）と負帰
還変調信号Φｍ（ｔ）は次に位相変調器４を制御するた
めに重ね合わされる。負帰還変調信号Φｍ（ｔ）のフォ
ールバックは従ってバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と重ね
合わされる前に作られる。
信号Φｍ（ｔ）を作りだす。各々のステップはτ又はそ
の個々の増加分に等しい期間と測定されたパラメータの
値の関数である振幅Φｓを有する。それはその振幅が決
められたスレッシホールドを越えた時に値Φｍｍからフ
ォールバックする。バイアス変調信号Φｂ（ｔ）と負帰
還変調信号Φｍ（ｔ）は次に位相変調器４を制御するた
めに重ね合わされる。負帰還変調信号Φｍ（ｔ）のフォ
ールバックは従ってバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と重ね
合わされる前に作られる。
【００１８】パラメータΦｂｍとΦｍｍを２Φｂｍ＋Φ
ｍｍ＝２ｎπの関係により結合することは特に利点があ
るということが認められてきた。従って得られる測定は
特に安定しており、そして負帰還信号のフォールバック
は変調チェインの利得を測定のダイナミックが大きいこ
とを必要とするそれ無しに一定に保つのに都合よく使わ
れる。最終的に、これらのデジタル電子手段７は位相変
調器４に対して制御信号Φｍ（ｔ）＋Φｂ（ｔ）を利用
して、測定されたパラメータの変化の関数である信号を
提供する。
ｍｍ＝２ｎπの関係により結合することは特に利点があ
るということが認められてきた。従って得られる測定は
特に安定しており、そして負帰還信号のフォールバック
は変調チェインの利得を測定のダイナミックが大きいこ
とを必要とするそれ無しに一定に保つのに都合よく使わ
れる。最終的に、これらのデジタル電子手段７は位相変
調器４に対して制御信号Φｍ（ｔ）＋Φｂ（ｔ）を利用
して、測定されたパラメータの変化の関数である信号を
提供する。
【００１９】波の伝播時間はそれらの分割と再結合の間
でτである。デジタル電子手段７は検出器３からの信号
をデジタル化するアナログ−デジタル変換器８から成る
。アナログ−デジタル変換器８のダイナミックは全体と
しての測定ダイナミックとの関係では比較的低くできる
。このダイナミックは低限界と高限界の定義に基づいて
決められる。
でτである。デジタル電子手段７は検出器３からの信号
をデジタル化するアナログ−デジタル変換器８から成る
。アナログ−デジタル変換器８のダイナミックは全体と
しての測定ダイナミックとの関係では比較的低くできる
。このダイナミックは低限界と高限界の定義に基づいて
決められる。
【００２０】低限界は最低位ビットに対応するアナログ
値が検出器からの信号に含まれる雑音の標準偏差より小
さいか又は等しい値を有する。この状態は最低位ビット
に対応するブラインドゾーンを避け、アナログ信号内の
初期雑音と比較してサンプリング雑音を無視できるよう
にする。さらに、付加されたデジタルフィルタリングは
この場合アナログモードと同様に信号対雑音比を改善す
る。実際の例によれば、サンプリング周期はコイルの遷
移時間、すなわち、例えばファイバ１００メートルに対
してτ＝０．５ｕｓのオーダである。シャノンの基準は
従ってサンプルされる信号に広い通過帯域を課す。それ
は１／２τに等しくなければならず、すなわちこの場合
１ＭＨｚである。そのような通過帯域の場合、雑音は比
較的大きい。典型的にはバイアス帰還電力の１０−３の
標準偏差であり、それは干渉計で約１０−３の位相シフ
トに対応する。従って、感度を損なわずに後にフィルタ
リングによって信号対雑音比を改善することができるた
めには、最低位ビットがこの位相シフトに対応すること
で十分である。
値が検出器からの信号に含まれる雑音の標準偏差より小
さいか又は等しい値を有する。この状態は最低位ビット
に対応するブラインドゾーンを避け、アナログ信号内の
初期雑音と比較してサンプリング雑音を無視できるよう
にする。さらに、付加されたデジタルフィルタリングは
この場合アナログモードと同様に信号対雑音比を改善す
る。実際の例によれば、サンプリング周期はコイルの遷
移時間、すなわち、例えばファイバ１００メートルに対
してτ＝０．５ｕｓのオーダである。シャノンの基準は
従ってサンプルされる信号に広い通過帯域を課す。それ
は１／２τに等しくなければならず、すなわちこの場合
１ＭＨｚである。そのような通過帯域の場合、雑音は比
較的大きい。典型的にはバイアス帰還電力の１０−３の
標準偏差であり、それは干渉計で約１０−３の位相シフ
トに対応する。従って、感度を損なわずに後にフィルタ
リングによって信号対雑音比を改善することができるた
めには、最低位ビットがこの位相シフトに対応すること
で十分である。
【００２１】その部分に対して、高限界は少なくとも雑
音のピークツーピーク値、すなわちその標準偏差の約８
倍より大きくなければならず、従って雑音だけのサンプ
リングには３ビットで十分であろう。しかしながら、本
来の信号のダイナミックが考慮に入れられ、すなわち閉
ループモードにおいて、後にはゼロへと収束し、従って
先にはどんなダイナミックも要求しないが、しかし実際
には従属的に測定されるパラメータの突然の変化の間に
ゼロから変位し、そして変換器のダイナミックはこれら
の変位を考慮に入れることが可能でなければならない。 これらの変位は従って幾つか必要なビットを定義する。 デジタルフィルタリングの後、測定されたパラメータの
ダイナミックは２０ビット以上であり得るのに対して、
実際には、８から１２ビットの変換器レベルで十分であ
る。
音のピークツーピーク値、すなわちその標準偏差の約８
倍より大きくなければならず、従って雑音だけのサンプ
リングには３ビットで十分であろう。しかしながら、本
来の信号のダイナミックが考慮に入れられ、すなわち閉
ループモードにおいて、後にはゼロへと収束し、従って
先にはどんなダイナミックも要求しないが、しかし実際
には従属的に測定されるパラメータの突然の変化の間に
ゼロから変位し、そして変換器のダイナミックはこれら
の変位を考慮に入れることが可能でなければならない。 これらの変位は従って幾つか必要なビットを定義する。 デジタルフィルタリングの後、測定されたパラメータの
ダイナミックは２０ビット以上であり得るのに対して、
実際には、８から１２ビットの変換器レベルで十分であ
る。
【００２２】クロック２１はこれら構成部分の全てを駆
動する。デジタル処理システム９は、位相差δΦｂ（ｔ
）＝Φｂｍのバイアス変調に対応するサンプルとδΦｂ
（ｔ）＝−Φｂｍに対応するそれらの間の差を形成する
ことによってアナログ−デジタル変換器８から提供され
る信号を利用する。デジタル処理システム９からの信号
が与えられるサーボ−ループ集積デジタルフィルタ１０
がそれに続き、バイアス変調を除去した後、信号は測定
されたパラメータを表す。レジスタ１１はサーボ−ルー
プデジタルフイルタからの信号を受け、そして測定され
たパラメータの関数である信号を提供し、それはあらゆ
る望みの外部使用に対して使うことができる。ユニット
２０は測定されたパラメータ値に基づいて負帰還変調信
号Φｍ（ｔ）を処理する。変調発生器１２はバイアス変
調信号Φｂ（ｔ）を発生する。
動する。デジタル処理システム９は、位相差δΦｂ（ｔ
）＝Φｂｍのバイアス変調に対応するサンプルとδΦｂ
（ｔ）＝−Φｂｍに対応するそれらの間の差を形成する
ことによってアナログ−デジタル変換器８から提供され
る信号を利用する。デジタル処理システム９からの信号
が与えられるサーボ−ループ集積デジタルフィルタ１０
がそれに続き、バイアス変調を除去した後、信号は測定
されたパラメータを表す。レジスタ１１はサーボ−ルー
プデジタルフイルタからの信号を受け、そして測定され
たパラメータの関数である信号を提供し、それはあらゆ
る望みの外部使用に対して使うことができる。ユニット
２０は測定されたパラメータ値に基づいて負帰還変調信
号Φｍ（ｔ）を処理する。変調発生器１２はバイアス変
調信号Φｂ（ｔ）を発生する。
【００２３】加算器１３は二つの入力と一つの出力から
成る。その第一の入力はレジスタ１１とユニット２０に
よって生成されたパラメータの関数である負帰還信号が
与えられ、そしてその第二の入力は発生器１２によって
生成された変調信号が与えられる。その出力信号は従っ
て＋Φｂ（ｔ）である。加算器１３からの出力信号が与
えられるデジタル−アナログ変換器１４は利得増幅器１
５を介して位相変調器４を制御する。発生器１２によっ
て生成された信号はバイアス設定システムの動作、すな
わち干渉計内を循環する反対に伝播する二つの波間で作
られた位相シフトと検出器３で作られた信号の間の程直
線的な依存性を確実なものとする。
成る。その第一の入力はレジスタ１１とユニット２０に
よって生成されたパラメータの関数である負帰還信号が
与えられ、そしてその第二の入力は発生器１２によって
生成された変調信号が与えられる。その出力信号は従っ
て＋Φｂ（ｔ）である。加算器１３からの出力信号が与
えられるデジタル−アナログ変換器１４は利得増幅器１
５を介して位相変調器４を制御する。発生器１２によっ
て生成された信号はバイアス設定システムの動作、すな
わち干渉計内を循環する反対に伝播する二つの波間で作
られた位相シフトと検出器３で作られた信号の間の程直
線的な依存性を確実なものとする。
【００２４】第一の実施例（図４）において、通常の動
作では処理システム７がバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と
、振幅Φｓの期間τのステップから成る負帰還変調信号
Φｍ（ｔ）を発生し、Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）は同位相
であり、いわばそれらは期間τの同期間時刻に対して同
時に一定であるということである。バイアス信号は干渉
計で位相差に対してδΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）−Φｂ（
ｔ−τ）のバイアス変調を作りだす。この変調δΦｂ（
ｔ）はゲートモードにおいて２τの周期で＋Φｂｍと−
Φｂｍの間を変化する。
作では処理システム７がバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と
、振幅Φｓの期間τのステップから成る負帰還変調信号
Φｍ（ｔ）を発生し、Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）は同位相
であり、いわばそれらは期間τの同期間時刻に対して同
時に一定であるということである。バイアス信号は干渉
計で位相差に対してδΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）−Φｂ（
ｔ−τ）のバイアス変調を作りだす。この変調δΦｂ（
ｔ）はゲートモードにおいて２τの周期で＋Φｂｍと−
Φｂｍの間を変化する。
【００２５】負帰還信号Φｍ（ｔ）は期間τ／ａのステ
ップに対するａΦｓに等しい一定の位相差δΦｍ（ｔ）
を作りだす（ここでａは１に等しいかより大きい整数）
。しかしながら、ダイナミックΦｍｍのデジタルレジス
タのオーバーフローにより、ランプΦｍ（ｔ）はフォー
ルバックする。このフォールバックの後の時間τの間、
位相差δΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ（ｔ−τ）の負
帰還変調はａΦｓの代わりにａΦｓ−Φｍｍに等しくな
る。寄生の信号を改善するためには、Φｍｍが２π、干
渉の周期性に一致することで十分であることが知られて
いる。この知られた状態は厳密に必要とされるのではな
く、このフォールバック値を減じ、従って変調器で消費
される電力と関連する熱消費を制限する利点があるとい
うことが分かっている。実際、このフォールバックΦｍ
ｍはバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と関連する。例えばａ
＝１が採用された場合、ステップは周期τを有するとい
うことであり、位相差δΦｂ（ｔ）＋δΦｍ（ｔ）はフ
ォールバックのいずれかの側で、値すなわち、 δΦ１＝Φｓ＋Φｂｍと δΦ２＝
Φｓ−Φｂｍ−Φｍｍ 又は他に、 δΦ’１＝Φｓ−Φｂｍ と δ
Φ’２＝Φｓ＋Φｂｍ−Φｍｍ この値の間の差は、従ってそれぞれ、δΦ１−δΦ
２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ 又は他に、 δΦ’１−δΦ’２＝δΦｍｍ−２Φｂｍである。
ップに対するａΦｓに等しい一定の位相差δΦｍ（ｔ）
を作りだす（ここでａは１に等しいかより大きい整数）
。しかしながら、ダイナミックΦｍｍのデジタルレジス
タのオーバーフローにより、ランプΦｍ（ｔ）はフォー
ルバックする。このフォールバックの後の時間τの間、
位相差δΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ（ｔ−τ）の負
帰還変調はａΦｓの代わりにａΦｓ−Φｍｍに等しくな
る。寄生の信号を改善するためには、Φｍｍが２π、干
渉の周期性に一致することで十分であることが知られて
いる。この知られた状態は厳密に必要とされるのではな
く、このフォールバック値を減じ、従って変調器で消費
される電力と関連する熱消費を制限する利点があるとい
うことが分かっている。実際、このフォールバックΦｍ
ｍはバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と関連する。例えばａ
＝１が採用された場合、ステップは周期τを有するとい
うことであり、位相差δΦｂ（ｔ）＋δΦｍ（ｔ）はフ
ォールバックのいずれかの側で、値すなわち、 δΦ１＝Φｓ＋Φｂｍと δΦ２＝
Φｓ−Φｂｍ−Φｍｍ 又は他に、 δΦ’１＝Φｓ−Φｂｍ と δ
Φ’２＝Φｓ＋Φｂｍ−Φｍｍ この値の間の差は、従ってそれぞれ、δΦ１−δΦ
２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ 又は他に、 δΦ’１−δΦ’２＝δΦｍｍ−２Φｂｍである。
【００２６】論理処理回路の設計でΦｍｍ＝２Φｂｍに
選ぶことによって、この場合にはどんな寄生信号も防止
するδΦ’１−δΦ’２＝０となることが認められてき
た。第二の場合に寄生信号を防止するためにそして変調
チェインの利得にも従うようにするために、それは又δ
Φ１−δΦ２、すなわち約２πのΦｍｍ＋２Φｂｍに従
うことが可能である。これはフォールバック前に変換器
８によってサンプルされた信号と後にサンプルされたそ
れとの間の差を生成する処理システム１６で達成できる
。この差はδΦ１−δΦ２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ−２ｎπ
の時に相殺するエラー信号を提供する。
選ぶことによって、この場合にはどんな寄生信号も防止
するδΦ’１−δΦ’２＝０となることが認められてき
た。第二の場合に寄生信号を防止するためにそして変調
チェインの利得にも従うようにするために、それは又δ
Φ１−δΦ２、すなわち約２πのΦｍｍ＋２Φｂｍに従
うことが可能である。これはフォールバック前に変換器
８によってサンプルされた信号と後にサンプルされたそ
れとの間の差を生成する処理システム１６で達成できる
。この差はδΦ１−δΦ２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ−２ｎπ
の時に相殺するエラー信号を提供する。
【００２７】システム１６によって規定されたこのエラ
ー信号は第二のサーボ−ループ集積フィルタ１７へ送ら
れる。このデジタルフィルタからのデジタル信号はそし
て増幅器１５（図２で示されている）の利得、さもなけ
れば変換器１４（示されていない）の基準電圧を制御す
る第二のデジタル−アナログ変換器１８でアナログモー
ドに復元される。この第二のループは変調チェインの利
得に従い、それによって第一の負帰還ループで作られた
ステップΦｓ値の正確な測定を確実なものとする。測定
されるべきパラメータによる位相差δΦｐ／ａと反対の
このステップΦｓとともに、これは後の正確な測定へと
導く。
ー信号は第二のサーボ−ループ集積フィルタ１７へ送ら
れる。このデジタルフィルタからのデジタル信号はそし
て増幅器１５（図２で示されている）の利得、さもなけ
れば変換器１４（示されていない）の基準電圧を制御す
る第二のデジタル−アナログ変換器１８でアナログモー
ドに復元される。この第二のループは変調チェインの利
得に従い、それによって第一の負帰還ループで作られた
ステップΦｓ値の正確な測定を確実なものとする。測定
されるべきパラメータによる位相差δΦｐ／ａと反対の
このステップΦｓとともに、これは後の正確な測定へと
導く。
【００２８】第二の実施例（図５）において、処理シス
テム７はバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と振幅Φｓ’の期
間がτ’のステップから成る負帰還変調信号Φｍ（ｔ）
を発生し、Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）の同期はτ／２遅れ
る。バイアス信号は干渉計において位相差のバイアス変
調δΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）−Φｂ（ｔ−τ）を生成す
る。この変調δΦｂ（ｔ）は周期２τで＋Φｂｍと−Φ
ｂｍの間を変化する。
テム７はバイアス変調信号Φｂ（ｔ）と振幅Φｓ’の期
間がτ’のステップから成る負帰還変調信号Φｍ（ｔ）
を発生し、Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）の同期はτ／２遅れ
る。バイアス信号は干渉計において位相差のバイアス変
調δΦｂ（ｔ）＝Φｂ（ｔ）−Φｂ（ｔ−τ）を生成す
る。この変調δΦｂ（ｔ）は周期２τで＋Φｂｍと−Φ
ｂｍの間を変化する。
【００２９】負帰還信号Φｍ（ｔ）は期間τのステップ
に対してΦｓに等しい一定の位相差δΦｍ（ｔ）を生成
する。しかしながら、ダイナミックΦｍｍ’を有するデ
ジタルレジスタのオーバフローを通して、ランプΦｍ（
ｔ）はフォールバックする。このフォールバックの後の
時間τの間に、位相差δΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ
（ｔ−τ）＝ａΦｓ−Φｍｍの負帰還変調はこの前のΦ
ｓに置き変わる。Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）間でのτ／２
同期遅延の結果、Φｍ（ｔ）のファールバックが＋Φｂ
ｍレベルの中間かさもなければδΦｂ（ｔ）の−Φｂｍ
レベルの中間で生じる（図（５Ｂ）の５０か５１で示さ
れる）。フォールバック前の期間τの間、δΦ（ｔ）は
まだ各々の期間τ／２で２値をとり、すなわち、 δΦ１＝Φｓ＋Φｂｍ δΦ’１＝Φｓ−Φｂｍである。
に対してΦｓに等しい一定の位相差δΦｍ（ｔ）を生成
する。しかしながら、ダイナミックΦｍｍ’を有するデ
ジタルレジスタのオーバフローを通して、ランプΦｍ（
ｔ）はフォールバックする。このフォールバックの後の
時間τの間に、位相差δΦｍ（ｔ）＝Φｍ（ｔ）−Φｍ
（ｔ−τ）＝ａΦｓ−Φｍｍの負帰還変調はこの前のΦ
ｓに置き変わる。Φｂ（ｔ）とΦｍ（ｔ）間でのτ／２
同期遅延の結果、Φｍ（ｔ）のファールバックが＋Φｂ
ｍレベルの中間かさもなければδΦｂ（ｔ）の−Φｂｍ
レベルの中間で生じる（図（５Ｂ）の５０か５１で示さ
れる）。フォールバック前の期間τの間、δΦ（ｔ）は
まだ各々の期間τ／２で２値をとり、すなわち、 δΦ１＝Φｓ＋Φｂｍ δΦ’１＝Φｓ−Φｂｍである。
【００３０】フォールバック後の期間τの間、δΦ（ｔ
）はまだ各々の期間τ／２で２値をとり、すなわち、 δΦ２＝Φｓ−Φｂｍ−Φｍｍ δΦ’２＝Φｓ＋Φｂｍ−Φｍｍであ
る。もしフォールバックが＋Φｂｍレベルの中間で生じ
るならば、このフォールバックを囲む期間τ／２の４の
連続した状態δΦ（ｔ）はすなわち、δΦ’１，δΦ１
，δΦ’２そしてδΦ２であろう。もしフォールバック
が−Φｂｍレベルの中間で生じるならば、このフォール
バックを囲む期間τ／２の４の連続した状態δΦ（ｔ）
はすなわち、δΦ１，δΦ’１，δΦ２そしてδΦ’２
であろう。
）はまだ各々の期間τ／２で２値をとり、すなわち、 δΦ２＝Φｓ−Φｂｍ−Φｍｍ δΦ’２＝Φｓ＋Φｂｍ−Φｍｍであ
る。もしフォールバックが＋Φｂｍレベルの中間で生じ
るならば、このフォールバックを囲む期間τ／２の４の
連続した状態δΦ（ｔ）はすなわち、δΦ’１，δΦ１
，δΦ’２そしてδΦ２であろう。もしフォールバック
が−Φｂｍレベルの中間で生じるならば、このフォール
バックを囲む期間τ／２の４の連続した状態δΦ（ｔ）
はすなわち、δΦ１，δΦ’１，δΦ２そしてδΦ’２
であろう。
【００３１】Φｍｍ＝２Φｂｍと選ぶことによって、処
理システム１６は動作すなわち、 例１＋例２−例３−例４ を実行しなければならないことからわかる。両方とも、
この動作は、 Φｍｍ＝２Φｂｍの時、δΦ’１−δΦ’２＝０ゆえ、
δΦ１−δΦ２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ＝２ｎπの時に、相
殺するエラー信号を生成する。
理システム１６は動作すなわち、 例１＋例２−例３−例４ を実行しなければならないことからわかる。両方とも、
この動作は、 Φｍｍ＝２Φｂｍの時、δΦ’１−δΦ’２＝０ゆえ、
δΦ１−δΦ２＝Φｍｍ＋２Φｂｍ＝２ｎπの時に、相
殺するエラー信号を生成する。
【００３２】この動作は従って図４と関連して述べられ
た第一の実施例で得られるのと同様なエラー信号を提供
する。システム１６によって規定されたこのエラー信号
は、先に述べられた実施例における変調チェインの利得
に従うと同じような方法で処理される。我々はこの第二
の実施例において、検出器からの信号のサンプリングは
周期τ／２で行われなければならず、τではないという
ことを注意する。
た第一の実施例で得られるのと同様なエラー信号を提供
する。システム１６によって規定されたこのエラー信号
は、先に述べられた実施例における変調チェインの利得
に従うと同じような方法で処理される。我々はこの第二
の実施例において、検出器からの信号のサンプリングは
周期τ／２で行われなければならず、τではないという
ことを注意する。
【００３３】
【発明の効果】本発明の測定装置は特にレートジャイロ
（ｒａｔｅ ｇｙｒｏ）の構築に適合する。この場合
、測定されるパラメータはその軸の回りの干渉計の回転
速度である。このレートジャイロは慣性安定化や航行シ
ステムの構築を都合よく達成する。そのような構成はフ
ァラディー効果から得ることによる、電流と磁界の測定
装置の構築に同様によく適合する。
（ｒａｔｅ ｇｙｒｏ）の構築に適合する。この場合
、測定されるパラメータはその軸の回りの干渉計の回転
速度である。このレートジャイロは慣性安定化や航行シ
ステムの構築を都合よく達成する。そのような構成はフ
ァラディー効果から得ることによる、電流と磁界の測定
装置の構築に同様によく適合する。
【図１】本発明の測定装置の一般的な描写である。
【図２】信号処理を表すブロック図である。
【図３】第一に周期ゲート信号Φｂ（ｔ）（３Ａ）、そ
して第二に階段信号Φｍ（ｔ）（３Ｂ）であり変調器を
制御するのに使われる。
して第二に階段信号Φｍ（ｔ）（３Ｂ）であり変調器を
制御するのに使われる。
【図４】第一の実施例においてδΦｂ（ｔ）（４Ｂ）と
δΦｍ（ｔ）（４Ａ）の重ね合わせによって干渉計に生
じる位相差δΦ（ｔ）（４Ｃ）を表している。
δΦｍ（ｔ）（４Ａ）の重ね合わせによって干渉計に生
じる位相差δΦ（ｔ）（４Ｃ）を表している。
【図５】第二の実施例においてδΦｂ（ｔ）（５Ｂ）と
δΦｍ（ｔ）（５Ａ）の重ね合わせによって干渉計に生
じる位相差δΦ（ｔ）（５Ｃ）を表している。
δΦｍ（ｔ）（５Ａ）の重ね合わせによって干渉計に生
じる位相差δΦ（ｔ）（５Ｃ）を表している。
１…レーザ又はスーパ発光ダイオード
２…リング干渉計
３…検出器
４…変調器
６…分割器
７…デジタル電子手段
８…アナログ−デジタル変換器
９…デジタル処理システム
１０，１７…サーボ−ループ集積デジタルフィルタ１１
…レジスタ １２…変調発生器 １３…加算器 １４，１８…デジタル−アナログ変換器１５…増幅器 １６…処理システム ２０…アキュームレータ ２１…分割プレート ２２…リング ２３…偏光器 ２４…空間フィルタ
…レジスタ １２…変調発生器 １３…加算器 １４，１８…デジタル−アナログ変換器１５…増幅器 １６…処理システム ２０…アキュームレータ ２１…分割プレート ２２…リング ２３…偏光器 ２４…空間フィルタ
Claims (8)
- 【請求項１】 測定されたパラメータの変化が二つの
波の間の位相差を発生させる形式の光ファイバ測定装置
において、それは、準モノクロ光源（１）、二つの反対
に伝播する波が伝わり、それらの分割とそれらの再結合
間の波の伝播時間がτであり、好ましくはモノモードで
、ＳＡＧＮＡＣリング干渉計（２）、検出器（３）、位
相変調器（４）、そして電子手段（７）から構成され、
該電子手段（７）は、測定されたパラメータの関数であ
る信号を提供する処理システム（９）と位相変調器（４
）を制御する電子手段（１２）から成り、そこでは変調
器に対する制御信号は、周期２τと振幅Φｂｍの第一の
、周期的ゲート、バイアス信号Φｂ（ｔ）と、Φｂ（ｔ
）に同期した第二の階段、負帰還信号Φｍ（ｔ）の重ね
合わせであり、その各々のステップは、τか又はその個
々の増加分に等しい期間と、測定されたパラメータ値の
関数でありその振幅が先に決められた値Φｍｍを越える
時にゼロヘフォールバックする振幅Φｓを有し、Φｂｍ
とΦｍｍはｎを整数とすると２Φｂｍ＋Φｍｍ＝２ｎπ
に従属し、負帰還信号のフォールバック間に生じた不規
則な位相シフトに対する応答はこの従属のために、つま
り変調チェインの利得を一定に保のに使われることを特
徴とする光ファイバ測定装置。 - 【請求項２】 そこでは該電子手段（７）は、検出器
（３）から受信された信号の関数として位相変調器（４
）を負帰還制御しその結果、一方においてゼロ近傍の位
相差の関数として復調エラー信号における変化は程直線
になり、他方においてこの位相差はゼロに保たれそして
、変調信号を利用することによって、測定されたパラメ
ータの変化の関数である信号を提供し、そこでは、それ
らは処理システム（９）を付加して、全ての構成部分を
同期させるクロック、検出器（３）からの出力信号をデ
ジタル化するアナログ−デジタル変換器（８）、該アナ
ログ−デジタル変換器（８）はその最低位ビットのアナ
ログ値が検出器からの信号に含まれる雑音の標準偏差に
等しいか又はそれより小さい値を有するように特定され
、デジタル処理システム（９）からの信号が与えられ、
測定されたパラメータを表す信号を提供するサーボ−ル
ープデジタルフィルタ（１０）、サーボ−ループデジタ
ルフィルタからの信号を受信しそしてどんな望まれる外
部使用に対しても測定されたパラメータの関数である信
号を提供するレジスタ（１１）、レジスタ（１１）から
の信号が与えられ、測定されたパラメータから負帰還信
号，Φｍ（ｔ）を生成するアキュームレータ（２０）、
変調信号Φｂ（ｔ）を生成する変調発生器（１２）、二
つの入力と一つの出力から成る加算器（１３）であって
、その第一の入力はレジスタとアキュームレータによっ
て生成され測定されたパラメータの関数である信号が与
えられ、その第二の入力は変調信号が与えられ、加算器
からの出力信号が与えられそして利得増幅器（１５）を
通して位相変調器（４）を制御するデジタル−アナログ
変換器（１４）、フォールバック前に変換器（８）によ
ってサンプルされた信号と後にサンプルされたそれの間
の差を生成する処理システム（１６）、処理システム（
１６）からの信号を受信する第二のサーボ−ループ集積
フィルタ（１７）、そして増幅器（１５）の利得を制御
する第二のアナログ−デジタル変換器（１８）から構成
されることを特徴とする請求項１記載の光ファイバ測定
装置。 - 【請求項３】 そこではΦｂ（ｔ）と。Φｍ（ｔ）が
同位相であることを特徴とする請求項１記載の光ファイ
バ測定装置。 - 【請求項４】 そこではΦｂ（ｔ）はΦｍ（ｔ）と比
較してτ／２遅延することを特徴とする請求項１記載の
光ファイバ測定装置。 - 【請求項５】 そこではΦｂｍ＝π／２そしてΦｍｍ
＝πであることを特徴とする請求項１から４のいずれか
一つに記載の光ファイバ測定装置。 - 【請求項６】 測定されたパラメータがその軸の回り
の干渉計の回転速度であることを特徴とする請求項１か
ら５のいずれか一つに記載の測定装置に従うレートジャ
イロ。 - 【請求項７】 請求項６記載の少なくとも一つのレー
トジャイロから成る慣性安定化又は航行システム。 - 【請求項８】 ステップ差の変化がファラディー効果
によって測定されたパラメータにより生成されることを
特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載の測定
装置に従う磁界及び電流センサ。
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