JPH0417533A - Ｐｗｍ整流器の制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＰＷＭ整流器の制御回路に関し、詳しくは、平
常時に交流電力をＰＷＭ整流器及びインバータを介して
負荷に給電し、前記インバータの異常時等に商用電源が
ら負荷に直接給電すると共に、交流入力の停電時に蓄電
池の直流電力を前記インバータにより交流電力に変換し
て負荷に給電するようにした、いわゆる商用バックアッ
プ付き常時インバータ給電形の無停電電源装置における
前記ＰＷＭ整流器の制御回路に関する。

（従来の技術） 第３図は、上述した商用バックアップ付き常時インバー
タ給電形の無停電電源装置の一例を示している。なお、
この第３図では交流回路を便宜上、単線図にて示しであ
る。

同図において、系統からの交流入力は交流リアクトル１
及び電流検呂器３を介してＰＷＭ整流器４の交流側に加
えられ、ＰＷＭ整流器４の直流出力側はコンデンサ５の
一端、蓄電池６の正極及びインバータ８の直流入力側に
接続されている。このインバータ８の交流出力側は交流
スイッチ９の端子ａに、また、交流スイッチ９の端子す
はバイパス回路２１を介して前記交流入力端子にそれぞ
れ接続されていると共に、交流スイッチ９の端子Ｃから
図示されていない負荷に交流出力が供給されるようにな
っている。

次に、ＰＷＭ整流器４の制御回路１００′の構成を説明
すると、前記コンデンサ５の一端は加算器１０の一方の
入力端子に接続され、この加算器１０の他方の入力端子
には直流電圧設定値が図示の極性で入力されている。加
算器１０の出力側には、ＰＷＭ整流器４の直流出力電圧
の大きさを一定に保つように調節動作するＰＩ（比例積
分）調節器の如き電圧調節器（ＡＶＲ）１１が接続され
ている。

一方、ＰＷＭ整流器４の入力電流（三相平均値）は電流
検出器３から加算器１２の一方の入力端子に入力され、
その他方の入力端子にはＰＷＭ整流器４の入力電流設定
値が図示の極性で入力されている。この加算器１２の出
力側には、ＰＷＭ整流器４の入力電流の大きさを一定に
保つように調節動作するＰＩ調節器の如き電流調節器（
ＡＣＲ）１３が接続されている。

そして、前記電圧調節器１】から出力される直流電圧制
御系の調節信号と、電流調節器１３から出方される入力
電流制御系の調節信号とは突き合わせ回路１４に入力さ
れ、その出力信号である電圧・電流制御信号は、乗算器
１５において電圧検品器２を介したＰＷＭ整流器４の入
力電圧検出値と乗算される。

乗算器１５の出力信号はＰＷＭ整流器４の入力電流設定
値として加算器１６の一方の入力端子に入力されており
、この加算器１６の他方の入力端子には前記電流検出器
３からの入力電流検出値が図示の極性で入力されている
。加算器１６の出力信号はＰ■調節器１７に入力され、
その出力信号（正弦波）は変調信号としてコンパレータ
１９の一方の入力端子に入力されている。このコンパレ
ータ］９はＰＷＭ信号を生成するためのもので、その他
方の入力端子にはキャリア発生器１８からの三角波状の
キャリアが入力されており、このキャリアとＰ１調節器
１７の出力信号との比較によってＰＷＭ信号が生成され
る。

そして、コンパレータ１９からのＰＷＭ信号はパルス分
配器２０に入力され、その出力信号はＰＷＭ整流器４の
各スイッチング素子を駆動する駆動回路（図示せず）に
加えられている。

次にこの動作を略述する。いま、交流入力が健全な場合
には、交流スイッチ９の出力端子Ｃが端子ａに接続され
ており、交流入力をＰＷＭ整流器４により交流／直流変
換した後、インバータ８により直流／交流変換して出力
端子Ｃから負荷に給電している。なお、同時に蓄電池６
はＰＷＭ整流器４の出力により充電されている。

まず、電圧調節器１１及び電流調節器１３の各調節信号
は突き合わせ回路１４により合成され、その出力信号と
ＰＷＭ整流器４の入力電圧検出値とが乗算器１５により
乗算されてＰＷＭ整流器４の入力電流設定値が生成さ九
る。この設定値と入力電流検出値との偏差はＰＩ調節器
１７に入力され、ＰＩ調筋器１７では前記偏差を零にす
るような調節動作が行われる。

ＰＩ調節器１７の出力信号はコンパレータ１９に入力さ
れ、前記キャリアと比較されてＰＷＭ整流器４を構成す
るスイッチング素子に対するＰＷＭ信号が出力される。

このＰＷＭ信号は更にパルス分配器２０によりスイッチ
ング素子の点・消弧信号に変換され、ＰＷＭ整流器４に
伝送される。

このような動作により、ＰＷＭ整流器４の入力電流は交
流入力電圧と同相の正弦波電流となり、交流入力の高調
波電流が抑制されると共に入力側力率もほぼ１となる。

なお、交流入力の停電時には、蓄電池６を直流電力源と
してインバータ８に給電することで、この装置全体が無
停電電源装置として機能している。

また、インバータ８に故障が生じた場合や負荷電流が過
電流となった場合には、交流スイッチ９を端子す側すな
わちバイパス回路２１側に切り換え、交流入力による直
接（または図示されていない変圧器を介して）のバイパ
ス給電を行うことにより。

インバータ８の容量増大を招くことなく小形かつ高信頼
性の無停電電源装置が実現されることになる。

このような従来の無停電電源装置において、インバータ
給電モードとバイパス給電モード相互間での切り換え時
にインバータ８の出力とバイパス回路２１からの出力が
ラップしたとき、バイパス回路２１からインバータ８側
に検流が流れ込んでくると、インバータ８を通り越して
ＰＷＭ整流器４の出力側直流電圧が急激に上昇する場合
がある。

そこで従来では、上記横流による直流電圧の上昇を図示
しない直流電圧監視回路により検出し、これが予め設定
された直流瞬時過電圧レベルを越えると装置重故障とし
てインバータ８による給電を停止し、交流スイッチ９に
より無瞬断でバイパス回路２１からのバイパス給電モー
ドに切り換える方法が採られていた。

（発明が解決しようとする課題） しかるに、無停電電源装置においては、本来的に装置の
制御系あるいは内部自体の故障以外はインバータ８の電
圧を負荷に供給するインバータ給電モードが望ましい。

すなわち、ＰＷＭ整流器４の直流電圧上昇時に、インバ
ータ給電モードからバイパス給電モードに切り換えて直
流電圧の上昇を抑制する従来の方法によると、バイパス
回路２１を流れる負荷電流には多くの高調波成分が含ま
れ。

また力率も低いことが多く、このために交流入力電流に
は高調波成分や無効分が多く含まれることになる。この
結果、交流入力電圧波形を歪ませて他の機器の誤動作を
引き起こしたり、低力率により却って電源容量が大きく
なり、コスト高になる等の問題を生じていた。

本発明は上記問題点を解消するためになされたもので、
その目的とするところは、バイパス回路からの横流によ
るＰＷＭ整流器の直流過電圧状態を検出し、この検出信
号によりＰＷＭ整流器を通常の充電モードから回生モー
ドに切り換えてインバータ動作させ、直流回路に蓄えら
れた有効電力を交流入力側に返還することによって直流
電圧の上昇を抑制するようにしたＰＷＭ整流器の制御回
路を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、いわゆる商用バッ
クアップ付き常時インバータ給電形の無停電電源装置に
使用されるＰＷＭ整流器の制御回路において、インバー
タ給電モードとバイパス給電モードとの切り換えに伴う
両出方のラップ時に、バイパス回路からインバータ側へ
の横流により生じたＰＷＭ整流器の直流過電圧状態を検
出し、このＰＷＭ整流器を回生動作させて前記直流過電
圧を抑制する直流過電圧抑制回路を備えたものである。

（作用） 本発明によれば、インバータ出力とバイパス出力がラッ
プした際に、横流により生じたＰＷＭ整流器の直流過電
圧状態が検出され、直流過電圧抑制回路を介してＰＷＭ
整流器が回生モードで運転される。これにより、ＰＷＭ
整流器とインバータ間の直流回路に蓄積された有効電力
が交流入力側に回生され、ＰＷＭ整流器の直流電圧の上
昇が抑制される。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。

まず、第１図は、この実施例にかかる制御回路１００の
概略的な構成を示している。同図において、第３図にお
ける制御回路１００′の構成要素と同一のものには同一
の番号を付して詳述を省略し、以下、異なる部分を中心
に説明する。

すなわち、この実施例では、突き合わせ回路１４から出
力される電圧・電流調節信号が加算回路２３に入力され
、この加算回路２３において、横流による直流過電圧抑
制回路２２からの出力信号と加算されてその加算結果が
最終的な電圧調節信号として乗算器１５に入力されてい
る。そして、この乗算器１５において上記電圧調節信号
とＰＷＭ整流器４の入力電圧検畠値とが乗算され、その
結果がＰＷＭ整流器４０入力電流設定値として加算器１
６の一方の入力端子に入力されている。

次に、前記直流過電圧抑制回路２２の構成を第２図を参
照しつつ説明する。この抑制回路２２は、インバータ８
の出力コンタクタ及びバイパス回路２１の出力コンタク
タの状態に基づき、インバータ給電モード及びバイパス
給電モード相互間の切り換え時に両出力がラップしてい
ることを検出するラップ検出信号と、横流によるＰＷＭ
整流器４の直流過電圧検出信号とが入力されるＡＮＤゲ
ート２２３と、上記直流過電圧検出信号が記憶されるメ
モリ２２１と、このメモリ２２１の出力信号及び直流過
電圧が正常値に復帰したことを示す直流過電圧復帰検出
信号が入力されるＡＮＤゲート２２２と、このＡＮＤゲ
ート２２２の出力信号及びイニシャルリセット信号が入
力されるＮＯＲゲート２２４と、このＮＯＲゲート２２
４の出力信号及び前記ＡＮＤゲート２２３の出力信号が
入力されるＮＡＮＤゲート２２５と、このＮＡＮＤゲー
ト２２５の出力信号及びＮ。

Ｒゲート２２４の出力信号がそれぞれセット端子及びリ
セット端子に入力されるフリップフロップ２２６と、そ
の出力側に接続されたＮＯＴ回路２２７とからなってお
り、ＮＯＴ回路２２７の出力端子はアナログスイッチ２
５の制御入力端子に接続されている。

なお、アナログスイッチ２５の出力側にはオペアンプや
抵抗及びコンデンサからなる前記加算回路２３が接続さ
れている。そしてこの加算回路２３では、第１図に示し
たように突き合わせ回路１４から出力される電圧・電流
調節信号と、上記ＮＯＴ回路２２７から出力される直流
過電圧判定信号とが加算され、その加算結果は後段の反
転回路２４において反転された後、電圧調節信号として
第１図の乗算器１５の一方の入力端子に入力されている
。

次に、この直流過電圧抑制回路２２の動作を説明する。

まず、インバータ出力とバイパス出力とがラップしてい
る状態（ラップ検出信号が゛Ｈ″レベル）で直流過電圧
が検出される（直流過電圧検出信号が“Ｈ”レベル）と
、ＡＮＤゲート２２３、ＮＡＮＤゲート２２５、フリッ
プフロップ２２６及びＮＯＴ回路２２７を介してアナロ
グスイッチ２５がオンし、ＰＷＭ整流器４が回生モート
になるように、加算回路２３及び反転回路２４を介して
電圧調節信号を強制的に低下させる。これにより、第１
図の乗算器１５の出力信号すなわちＰＷＭ整流器４の入
力電流設定値が減少し、ＰＷＭ整流器４が回生動作して
その直流回路に蓄積された有効電力を交流入力側（商用
電源側）に返還する。従って、ＰＷＭ整流器４の直流過
電圧状態が抑制される。

その後、インバータ給電モードとバイパス給電モードと
の切り換えが終了してＰＷＭ整流器４の直流電圧が正常
値に復帰する（直流過電圧復帰検出信号が”Ｈ”レベル
）と、ＡＮＤ回路２２２の出力信号が１１　ＨＩＴレベ
ルになり、ＮＯＲゲート２２４、フリップフロップ２２
６及びＮＯＴ回路２２７を介してアナログスイッチ２５
がオフする。これにより、加算回路２３に入力される電
圧・電流調節信号は反転回路２４を介し電圧調節信号と
してそのまま出力される。

これにより、ＰＷＭ整流器４は通常の充電モードで運転
されることになる。

なお、直流過電圧抑制回路２２及び加算回路２３等は第
２図の構成に何ら限定されるものではない。

（発明の効果） 以上説明したように本発明は、インバータ出力とバイパ
ス出力とのラップ時にバイパス回路からの横流によって
ＰＷＭ整流器の直流電圧が上昇した場合、ＰＷＭ整流器
をインバータ動作させることにより直流回路に蓄積され
つつある有効電力を交流入力側に回生して直流電圧の上
昇を抑制するものである。

従って、従来のように直流電圧の上昇時にバイパス給電
モードに切り換える必要がなく、交流入力電圧の歪や力
率低下を招くおそれがあるバイパス給電の頻度を少なく
することで、高精度の無停電電源装置を実現することが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す概略的な構成図、第２
図は第１図における直流過電圧抑制回路等の構成図、第
３図は従来の無停電電源装置の一例を示す構成図である
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　交流入力を整流して直流に変換するＰＷＭ整流器と、
   このＰＷＭ整流器の出力により充電されるコンデンサ及
   び蓄電池と、前記ＰＷＭ整流器の出力側に接続されて直
   流を交流に変換するインバータとを備え、このインバー
   タの出力とバイパス回路を介した前記交流入力とを切り
   換えて負荷に給電可能とした無停電電源装置における前
   記ＰＷＭ整流器の制御回路において、 前記インバータ給電モードとバイパス給電モードとの切
   り換えに伴う両出力のラップ時に、前記バイパス回路か
   らインバータ側への横流により生じた前記ＰＷＭ整流器
   の直流過電圧状態を検出し、前記ＰＷＭ整流器を回生動
   作させて前記直流過電圧を抑制する直流過電圧抑制回路
   を備えたことを特徴とするＰＷＭ整流器の制御回路。