JPH04138087A - Speed controller for rotary body - Google Patents
Speed controller for rotary bodyInfo
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- JPH04138087A JPH04138087A JP2257881A JP25788190A JPH04138087A JP H04138087 A JPH04138087 A JP H04138087A JP 2257881 A JP2257881 A JP 2257881A JP 25788190 A JP25788190 A JP 25788190A JP H04138087 A JPH04138087 A JP H04138087A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、回転体の速度制御装置、特に簡素化、高精
度化された速度制御装置の改良に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a speed control device for a rotating body, and particularly to an improvement of a speed control device that is simplified and highly accurate.
[従来の技術]
精密な定速回転を要求される回転体の速度制御、たとえ
ば、ビデオテープレコーダのドラム、キャプスタン等の
速度制御においては、回転体の回転速度に比例した周波
数の交流信号を発生する周波数発電機(以下FCと呼ぶ
)、およびその出力であるFC信号の周波数に応じた制
御出力を発生する速度検出器が広く用いられている。[Prior Art] In speed control of rotating bodies that require precise constant speed rotation, such as drums and capstans in video tape recorders, an AC signal with a frequency proportional to the rotational speed of the rotating body is used. A frequency generator (hereinafter referred to as FC) that generates a frequency generator and a speed detector that generates a control output according to the frequency of the FC signal that is the output thereof are widely used.
第3図は、その基本的な構成を示すブロック図であり、
(1)はモータ、(2)はFG、(3)はFG倍信号(
4)は速度検出器、(5)はFG倍信号3)から前縁お
よび後縁を有する速度比例信号(6)を作成する波形整
形器、(7)は速度比例信号(6)の周期を検出し、そ
れに応じた制御出力(8)を発生する周期検出器、(9
)は制御出力(8)の平滑、あるいは位相補償を目的と
したフィルタ、(10)はモータ駆動回路である。FIG. 3 is a block diagram showing its basic configuration,
(1) is the motor, (2) is the FG, (3) is the FG multiplied signal (
4) is a speed detector, (5) is a waveform shaper that creates a speed proportional signal (6) having a leading edge and a trailing edge from the FG multiplied signal 3), and (7) is a waveform shaper that creates a speed proportional signal (6) having a leading edge and a trailing edge. a period detector (9) for detecting and generating a corresponding control output (8);
) is a filter for smoothing or phase compensation of the control output (8), and (10) is a motor drive circuit.
なお、この従来例では、回転体とモータ(1)のロータ
が直結された、いわゆるダイレクト・ドライブ方式を示
しである。Note that this conventional example shows a so-called direct drive system in which the rotating body and the rotor of the motor (1) are directly connected.
さて、このような速度制御系において、系の安定度を高
め、回転性能を向上させるためには、FG周波数を高く
設定すればよいことは、一般によく知られている。これ
は、後述の説明で示されるように、FC周波数が高いほ
ど、速度検出器(4)の位相遅れが軽減され、かつ、出
力のリップル周波数が高くなることで後段のフィルタ(
9)の時定数も小さくて済むため、制御系の位相余裕が
増すからである。Now, in such a speed control system, it is generally well known that in order to increase the stability of the system and improve the rotational performance, the FG frequency may be set high. This is because, as shown in the explanation below, the higher the FC frequency is, the more the phase delay of the speed detector (4) is reduced, and the higher the ripple frequency of the output is, the later the filter (
This is because the time constant of 9) can also be small, increasing the phase margin of the control system.
しかしながら、実際のシステムでは種々の制約からFG
周波数はむやみに高く設定できない。従って、低いFG
周波数でも十分な性能が得られるように種々の工夫がな
されており、その最も典型的な方法が、フィルタによる
位相補償である。ただし、この方法は、系の利得あるい
は位相周波数特性の一部を変形することで、本来、不安
定ないしそれに近い状態にある系を安定にするものであ
って、決して上述のFCの高周波数化のような根本的な
性能向上は望めない。However, in actual systems, FG
The frequency cannot be set unnecessarily high. Therefore, low FG
Various efforts have been made to obtain sufficient performance regardless of frequency, and the most typical method is phase compensation using a filter. However, this method stabilizes a system that is originally unstable or in a nearly unstable state by changing part of the gain or phase frequency characteristics of the system, and it is not intended to increase the frequency of the FC described above. Such fundamental performance improvements cannot be expected.
なお、このような速度制御装置全体の動作は、すでに広
く知られているものであるため、以後の説明は、この発
明による速度検出器の部分に着目して行うことにする。Incidentally, since the operation of the entire speed control device is already widely known, the following explanation will focus on the speed detector according to the present invention.
まず、第3図に示した従来方式の速度検出器(4)の動
作について説明する。First, the operation of the conventional speed detector (4) shown in FIG. 3 will be explained.
モータの回転速度をNmo、FG周波数をfcとすれば
、両者は比例関係にあるから、と表される。ここでKG
は速度−周波数変換定数である。If the rotational speed of the motor is Nmo and the FG frequency is fc, then both have a proportional relationship. KG here
is the velocity-frequency conversion constant.
いま、回転速度が時間とともに変動する場合を考える。Now, consider the case where the rotational speed changes over time.
すなわち、
Nm (t)−Nmo+ΔNm (t) −(2)
とする。このときの速度検出rA(4)の動作を示した
のが第4図である。That is, Nm (t) - Nmo + ΔNm (t) - (2)
shall be. FIG. 4 shows the operation of speed detection rA(4) at this time.
モータ(1)の回転速度が時間とともに変化すると、F
G倍信号3)は周波数変:A(FM)され、その結果、
速度比例信号(6)の隣り合う前縁間の時間長が変化す
る。周期検出器(7)は、この時間長の変化量に応じた
制御電圧を出力する。When the rotational speed of the motor (1) changes with time, F
The G-fold signal 3) is frequency-modified: A (FM), and as a result,
The length of time between adjacent leading edges of the velocity proportional signal (6) changes. The period detector (7) outputs a control voltage according to the amount of change in this time length.
すなわち、第4図より、IIj御出力V、(t)は、T
<t≦T(n−0、±1、上2−)にn
nil
おイテ、 vF (t)1wvFo+ΔvF (t)−
V、o+Kv−ΔTn
−VFo+Kv−
((TnTn−1) T c 1
・・・ (3)
となる。ここで、VFoは、モータの回転速度がNmo
で一定の時の制御出力電圧である。また、Kvは、周期
−電圧変換定数であり、ここでは極性を負としている。That is, from FIG. 4, IIj control output V, (t) is T
<t≦T (n-0, ±1, upper 2-) to n
nil ite, vF (t)1wvFo+ΔvF (t)−
V, o+Kv-ΔTn -VFo+Kv- ((TnTn-1) T c 1 ... (3) Here, VFo is the motor rotation speed Nmo
is the control output voltage when . Further, Kv is a period-voltage conversion constant, and here the polarity is negative.
これは、ΔTの極性がΔNmのそれと逆であるので、K
vを負極性として説明を簡明にすることを意図したにす
ぎず、この点では後述するこの発明の実施例でも同様で
ある。なお、ここでは、時間長を検出するのに速度比例
信号(6)の前縁を用いているが、後縁を用いても全く
同様である。This is because the polarity of ΔT is opposite to that of ΔNm, so K
It is merely intended to simplify the explanation by assuming that v has a negative polarity, and the same applies to the embodiments of the present invention to be described later. Here, the leading edge of the speed proportional signal (6) is used to detect the time length, but the same effect can be achieved even if the trailing edge is used.
さて、第4図から明らかなように、このプロセスは、F
M信号の復調プロセスそのもの、つまり、FM変調され
た搬送波のいわゆる「ゼロクロス時刻」を検出すること
で、搬送波の周期の変化を求め、それを電圧に変換する
ことでもとの変調信号を復元するものであるから、変調
周波数が高いほど、位相遅れが大きくなることは容易に
想像される。Now, as is clear from Figure 4, this process is F
The demodulation process of the M signal itself, that is, by detecting the so-called "zero-crossing time" of the FM modulated carrier wave, the change in the carrier wave period is determined, and by converting it into voltage, the original modulated signal is restored. Therefore, it is easy to imagine that the higher the modulation frequency, the greater the phase delay.
実際、(2)式において、ΔNm(t)を単一正弦波、
すなわち、
ΔNm(t)
一ΔNmacos (2πfmt+θm) −(4
)ここで、fm :回転速度変動周波数θm
:初期位相
ΔNmo :回転速度変動振幅(ピーク・ゼロ値)
とし、かつ、FGC信号すなわち搬送波を、Vc (t
) =sln (2πf c t) −(5)
とおいて、fm、θm、ΔNmoを種々に変化させ、そ
のときの復調出力をフーリエ級数展開して基本波成分を
抽出し、位相遅れθVを調べると、となり、θ■はfm
に比例し、fcに反比例することが明らかとなった。In fact, in equation (2), ΔNm(t) is a single sine wave,
That is, ΔNm(t) −ΔNmacos (2πfmt+θm) −(4
) Here, fm: Rotational speed fluctuation frequency θm
: Initial phase ΔNmo : Rotation speed fluctuation amplitude (peak/zero value), and the FGC signal, that is, the carrier wave, is Vc (t
) = sln (2πf c t) − (5)
When fm, θm, and ΔNmo are varied, the demodulated output is expanded into a Fourier series, the fundamental wave component is extracted, and the phase delay θV is examined. Then, θ■ is fm
It has become clear that it is proportional to fc and inversely proportional to fc.
ここで、(6)式において「近似的に等しい」と表した
のは、この速度検出方式が、周波数そのものではなく、
周波数の逆数、すなわち周期の変化を検出して、その変
化量に比例した電圧を出力する形態であるため、変動率
(ΔN m o / N m o )が大きいと若干誤
差を生じるからである。しかしながら、試算によれば、
変動率をピーク・ゼロ値で10%という、実際のシステ
ムではほとんど対象とならないほど大きい値に設定して
も、θVの誤差は1%に満たない。なお、この位相遅れ
は、実際のモータ制御系を用いた実験によっても確認さ
れている。Here, in equation (6), the expression "approximately equal" means that this speed detection method is not based on the frequency itself;
This is because the reciprocal of the frequency, that is, the change in the period, is detected and a voltage proportional to the amount of change is output. Therefore, if the fluctuation rate (ΔN m o /N m o ) is large, a slight error will occur. However, according to the calculation,
Even if the fluctuation rate is set to a value of 10% from peak to zero, which is so large that it is hardly a target in an actual system, the error in θV is less than 1%. Note that this phase delay has also been confirmed through experiments using an actual motor control system.
第5図は、(4)式において、
0m−0[”1
としたときのΔNm(t)と、ΔVF (t)とを示し
たものである。ここで、0内の数字は検出時刻を表して
いる。この場合、位相遅れθ■は、(6)式より
δ
となるが、これは第5図の波形からでも容易に確認され
るであろう。Figure 5 shows ΔNm(t) and ΔVF(t) when 0m-0[''1 in equation (4).Here, the numbers inside 0 indicate the detection time. In this case, the phase delay θ■ becomes δ from equation (6), which can be easily confirmed from the waveforms in FIG.
ところで、このような計算から即座に明らかとなるのは
、FC信号(3)の半周期の時間長を検出して、それを
電圧に変換すれば、位相遅れθVは(6)式の半分にな
るということである。なぜならば、これは、前述の復調
プロセスにおいてFG周波数を2倍にした場合と等価だ
からである。By the way, what becomes immediately clear from such calculations is that if the time length of a half cycle of the FC signal (3) is detected and converted to a voltage, the phase delay θV can be reduced to half of the equation (6). It means that it will become. This is because this is equivalent to doubling the FG frequency in the demodulation process described above.
しかしながら、この場合は、−474期を検出する場合
と異・なり、FGC信号3)が歪んでいたり、第6図の
ように、波形整形器(5)でオフセットが生じたりする
と、回転速度が変動していなくとも、速度検出器(5)
の出力(第6図の口、ハ)はリップルを生じ、しかも直
流成分も変化するため、リップルによる回転ムラの増大
や、設定速度のズレを発生させてしまう。However, in this case, unlike the case of detecting the -474 period, if the FGC signal 3) is distorted or an offset occurs in the waveform shaper (5) as shown in Figure 6, the rotation speed will change. Speed detector (5) even if it is not fluctuating
The outputs (arrows and c in FIG. 6) generate ripples, and the DC component also changes, resulting in increased rotational unevenness and deviations in the set speed due to the ripples.
また、リップルの基本波成分の周波数はFG周波数であ
るから、回転ムラの増加を避けるためにフィルタを付加
するとすれば、その時定数は、リップル周波数に対して
充分に大きいものとしなければならず、その結果、上記
のような速度検出に伴う位相遅れの改善効果が相殺され
てしまい、さらに他の対策も必要となるなど、欠点が多
い。Furthermore, since the frequency of the ripple fundamental wave component is the FG frequency, if a filter is added to avoid an increase in rotational unevenness, its time constant must be sufficiently large with respect to the ripple frequency. As a result, there are many drawbacks, such as the effect of improving the phase delay associated with speed detection as described above is canceled out, and other countermeasures are also required.
従って、実際の速度制御系では、FGC信号3)の半周
期から速度検出を行う方式は、性能的にもコスト的にも
メリットがなくほとんど用いられない。Therefore, in an actual speed control system, the method of detecting speed from a half cycle of the FGC signal 3) has no merit in terms of performance or cost and is hardly used.
これに対し、−周期を検出する方式の場合は、第6図か
らも明らかなように、波形整形器(5)にオフセットが
生じても、リップルの発生や、直流成分の変動は生じな
い。しかしながら、このような−周期検出方式でも、第
5図に示したように、速度変動がある場合には、FG周
波数のリップルが発生し、当然のことながら、その大き
さは、半周期検出方式に比べて大きく、しかもリップル
周波数も低いため、後段のフィルタ(9)の時定数を大
きく設定しなければならない。従って前述のθVと、フ
ィルタ(9)の時定数要素による位相遅れとの相乗効果
により、制御系の性能は大きく制約されてしまう。On the other hand, in the case of the method of detecting the -period, as is clear from FIG. 6, even if an offset occurs in the waveform shaper (5), no ripples or fluctuations in the DC component occur. However, even with such a period detection method, as shown in Fig. 5, if there is a speed fluctuation, a ripple occurs in the FG frequency, and as a matter of course, the magnitude of the ripple is smaller than that of the half period detection method. , and the ripple frequency is also low, so the time constant of the subsequent filter (9) must be set large. Therefore, the synergistic effect of the above-mentioned θV and the phase delay due to the time constant element of the filter (9) greatly limits the performance of the control system.
以上述べたように、従来の速度検出にはFGC信号一周
期を検出する方式が一般に用いられているのであるが、
システムの制約上、FC周波数が希望する高さに設定で
きない場合には、性能の不完全さを覚悟し、スペックダ
ウンせざるを得ないのが実情であった。As mentioned above, conventional speed detection generally uses a method of detecting one cycle of the FGC signal.
Due to system constraints, if the FC frequency cannot be set to the desired height, the actual situation is that the specifications have to be lowered, with the expectation that performance will be incomplete.
これに対して、本出願人は、上記のように、FG周波数
が、従来のシステムを前提とした場合の性能基準に照ら
してみて充分な高さに設定できない場合であっても性能
の劣化を軽減することのできる、言い換えるならば、同
じFC周波数であっても従来方式より高い性能を得るこ
とのできる回転体の速度制御装置を提案した(特公平2
−19712)。In contrast, the applicant has proposed that, as mentioned above, even if the FG frequency cannot be set to a sufficiently high level in light of the performance standards assuming a conventional system, the performance will not deteriorate. In other words, we proposed a rotating body speed control device that can achieve higher performance than conventional systems even at the same FC frequency (Patent Publication No. 2).
-19712).
以下にこの提案を第7図に基づいて説明する。This proposal will be explained below based on FIG.
第7図において、(1)はモータ、(2)はFG、(3
)はFG倍信号(4)は速度検出器、(5)はFG倍信
号3)から前縁および後縁を有する速度比例信号(6)
を作成する波形整形器、(7a)は、速度比例信号(6
)の隣り合う前縁間の時間長すなわち周期を検出し、そ
れに応じた制御出力(8a)を発生する第1の周期検出
器(7b)は、速度比例信号(6)の隣り合う後縁間の
時間長すなわち周期を検出し、それに応じた制御出力(
8b)を発生する第2の周期検出器、(11)は、第1
の周期検出器(7a)の出力(8a)と、第2の周期検
出器(7b)の出力(8b)とを交互に選択して出力す
る出力選択器、(8c)は出力選択器(11)の出力、
すなわち速度検出器(4)の出力、(9)は出力(8c
)の平滑、あるいは制御系の位相補償を目的としたフィ
ルタ、(10)はモータ駆動回路である。In Figure 7, (1) is the motor, (2) is the FG, (3
) is the FG multiplied signal (4) is the speed detector, (5) is the FG multiplied signal 3) from the speed proportional signal (6) with leading and trailing edges.
The waveform shaper (7a) creates the velocity proportional signal (6
), the first period detector (7b) detects the time length or period between adjacent leading edges of the speed proportional signal (6) and generates a corresponding control output (8a). Detects the time length or period of and outputs the control output accordingly (
8b), the second period detector (11) generates the first
The output selector (8c) alternately selects and outputs the output (8a) of the second period detector (7a) and the output (8b) of the second period detector (7b), and (8c) is the output selector (11). ) output,
That is, the output of the speed detector (4), (9) is the output (8c
), or a filter for the purpose of phase compensation of the control system, and (10) is a motor drive circuit.
上記構成において、前述の従来例と同様にして、(2)
式のように、回転速度が時間ととしに変動する場合を考
える。このときの速度検出器(4)の動作を第8図に示
す。In the above configuration, in the same manner as the conventional example described above, (2)
Consider the case where the rotational speed changes over time as shown in the equation. The operation of the speed detector (4) at this time is shown in FIG.
モータ(1)の回転速度が時間とともに変化すると、F
G倍信号3)は周波数変調される。従って、波形整形さ
れた速度比例信号(6)の隣り合う前縁間の時間長、お
よび隣り合う後縁間の時間長が変化する。第1の周期検
出器(7a)は隣り合う前縁間の時間長の変化に、また
第2の周期検出器(7b)は隣り合う後縁間の時間長の
変化に、それぞれ応じて制御出力(8a)、(8b)を
出力する。この第1、第2の周期検出器(7a)、(7
b)は、前述した従来の一周期検出方式と同じ検出方式
を構成するものである。When the rotational speed of the motor (1) changes with time, F
The G multiplied signal 3) is frequency modulated. Therefore, the time length between adjacent leading edges and the time length between adjacent trailing edges of the waveform-shaped velocity proportional signal (6) change. The first period detector (7a) outputs a control output in response to a change in time length between adjacent leading edges, and the second period detector (7b) outputs a control output in response to a change in time length between adjacent trailing edges. Output (8a) and (8b). These first and second period detectors (7a), (7
b) constitutes the same detection method as the conventional one-period detection method described above.
ゆえに、制御出力(8a)をvFl、制御出力(8b)
をVF2とおけば、第8図より、T <t≦T
(k−0、±1、±2、・・・)2k 2
に+2
において
V (t)−VFo十ΔVF、(t)t
層V+I(v・ΔT2k
F〇
−v十Kv((T2に−T2に−2)
−Tc) ・・・(9)T <
t≦T (k−0、±1、±2、・・・)2に+1
2に+3
において
V (t) −VFo+ΔVF2(t)−v 十Kv
・ΔT2に+1
O
=V +Kv 1(T2に+1 ”2に−1)O
−T el ・・・(10)と表わされ
る。Therefore, control output (8a) is vFl, control output (8b)
If we set VF2 as VF2, then from Fig. 8, T <t≦T
(k-0, ±1, ±2,...)2k 2
+2 at V (t) - VFo + ΔVF, (t) t layer V + I (v · ΔT2k F〇 - v + Kv ((T2 - T2 -2) - Tc) ... (9) T <
t≦T (k-0, ±1, ±2,...) +1 to 2
2 to +3 at V (t) −VFo+ΔVF2(t) −v 10Kv
- +1 to ΔT2 O = V + Kv 1 (+1 to T2 -1 to 2) O - T el (10).
さて、出力選択器(11)は、第1の周期検出器(7a
)の出力(8a)が変化する時刻T2kから、第2の周
期検出器(7b)の出力(8b)が変化する時刻T2に
+1まではmlの周期検出器(7a)の出力(8a)を
、また第2の周期検出器(7b)の出力(8b)が変化
する時刻T2に+1から第1の周期検出器(7a)の出
力(8a)が変化する時刻T2に+2までは第2の周期
検出器(7b)の出力(8b)を、それぞれ速度検出器
(4)の出力(8C)として選択する。従って、速度検
出器(4)の出力(8c)をV、とおけば、vr(t)
−
V (t) (72k<t
I
V (t ) (T2に+、<
(k−0、±1、±
≦” 2に+1)
L S T n+2)
2、・・・) ・・・ (11)
となる。Now, the output selector (11) is connected to the first period detector (7a
) from time T2k when the output (8a) of the second period detector (7b) changes to time T2 when the output (8b) of the second period detector (7b) changes by +1, the output (8a) of the period detector (7a) of ml is , and from +1 at time T2 when the output (8b) of the second period detector (7b) changes to +2 at time T2 when the output (8a) of the first period detector (7a) changes. The output (8b) of the period detector (7b) is selected as the output (8C) of the speed detector (4), respectively. Therefore, if the output (8c) of the speed detector (4) is set to V, then vr(t)
- V (t) (72k<t I V (t) (+1 to T2, < (k-0, ±1, ± ≦" +1 to 2) L S T n+2) 2,...) ... ( 11) It becomes.
ここで、従来例と同様にして、(4)式においてfm、
θm1ΔNmoを種々に変化させ、そのときの復調出力
VPをフーリエ級数展開して基本波成分を抽出し、位相
遅れθVを調べると、【 C
・・・ (J2)
となることが明らかとなった。なお、上式における近似
的な符号は従来例の場合と同様の理由によるものである
。これより、第7図の速度検出器(4)では、従来の一
周期検出方式のものに比べ、位相遅れが約25%軽減さ
れることがわかる。Here, as in the conventional example, in equation (4), fm,
By varying θm1ΔNmo, extracting the fundamental wave component by expanding the demodulated output VP into a Fourier series, and examining the phase delay θV, it was found that [C...(J2)]. Note that the approximate symbols in the above equation are used for the same reason as in the conventional example. From this, it can be seen that in the speed detector (4) of FIG. 7, the phase delay is reduced by about 25% compared to the conventional one-period detection method.
第9図は、従来例と同様に、(7)式に示した設定値に
おけるΔNm(t)とΔVF (t)とを示したもので
ある。0内の数字は検出時刻を表わしている。この場合
、位相遅れθ■は、(12)式より、
となる。Similarly to the conventional example, FIG. 9 shows ΔNm(t) and ΔVF(t) at the set value shown in equation (7). The number within 0 represents the detection time. In this case, the phase delay θ■ is obtained from equation (12) as follows.
第9図から明らかなように、リップルも軽減され、かつ
リップル周波数も2倍となり、この点では、前述の半周
期検出の長所をあわせ持っている。As is clear from FIG. 9, the ripple is also reduced and the ripple frequency is doubled, and in this respect, it has both the advantages of the half-cycle detection described above.
しかも、リップル周波数が高くなることにより、後段の
フィルタ(9)の時定数も小さくすることができるので
、制御ループの位相遅れが相乗的に軽減されるのは言う
までもない。さらには、この方式に、よれば、時間長の
検出は従来の一同期検出と同じであるから、半周期検出
における欠点、すなわちFG倍信号3)の歪や波形整形
器(5)のオフセットによって制御出力にリップルが生
じたり、直流電位がずれてしまうといった問題も発生し
ない。Furthermore, as the ripple frequency becomes higher, the time constant of the subsequent filter (9) can also be reduced, so it goes without saying that the phase delay of the control loop is synergistically reduced. Furthermore, according to this method, since the time length detection is the same as the conventional one-synchronous detection, the drawbacks in half-cycle detection, namely distortion of the FG multiplied signal 3) and offset of the waveform shaper (5), Problems such as ripples occurring in the control output and deviations in DC potential do not occur.
[発明が解決しようとする課H
このように本出願人が提案した方式は、従来方式に比べ
数々の優れた特徴を有しているが、その構成上、2つの
周期検出器を必要とするため回路規模が相対的に大きく
なるということ、および2つの周期検出器に特性差があ
った場合、各々の検出出力に差が生じるため速度変動が
なくても基本周波数fcなるリップルが制御出力に現わ
れるという2つの問題があった。[Problem to be solved by the invention H As described above, the method proposed by the applicant has many superior features compared to conventional methods, but due to its configuration, it requires two period detectors. Therefore, the circuit scale becomes relatively large, and if there is a difference in characteristics between the two period detectors, there will be a difference in their detection outputs, so even if there is no speed fluctuation, ripples at the fundamental frequency fc will appear on the control output. There were two problems that appeared.
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、1つの半周期検出器で構成できる速度検出器
を得ることを目的とする。This invention was made to solve the above-mentioned problems, and an object thereof is to obtain a speed detector that can be configured with one half-cycle detector.
[課題を解決するための手段]
この発明に係る回転体の速度制御装置は、回転速度比例
信号の半周期を順次検出して検出出力を得る半周期検出
手段と、この検出出力を半周期ごとのタイミングで転送
する転送手段と、前記検出出力とこの転送出力を加算す
る加算手段からなる速度検出器を備えたものである。[Means for Solving the Problems] A speed control device for a rotating body according to the present invention includes a half-cycle detection means for sequentially detecting half-cycles of a rotational speed proportional signal to obtain a detection output, and a half-cycle detection means for obtaining a detection output by sequentially detecting half-cycles of a rotational speed proportional signal; The speed detector includes a transfer means for transferring data at the timing of , and an adding means for adding the detected output and the transferred output.
[作用]
この発明における速度検出器は、半周期検出手段により
回転速度比例信号の半周期を順次検出し、この検出出力
を転送手段により半周期遅延して出力するとともに、前
記検出出力とこの遅延出力を加算して制御出力を得る。[Function] The speed detector according to the present invention sequentially detects half cycles of the rotational speed proportional signal by the half cycle detection means, outputs this detection output with a half cycle delay by the transfer means, and outputs the detected output with a half cycle delay using the transfer means. Add the outputs to get the control output.
[実施例] 以下、この発明の一実施例を図について説明する。[Example] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第1図において、前述した従来の第3図及び第7図に示
した構成と同一部材には同一符号を付して説明を省略す
る。In FIG. 1, the same members as those in the conventional structure shown in FIGS. 3 and 7 are given the same reference numerals, and their explanations will be omitted.
第1図において(7c)は速度比例信号(6)の半周期
の時間長を検出し、それに応じた検出出力(8d)を得
る半周期検出器、(11)は後続する半周期の時間経過
の後到来する速度比例信号の縁部に同期して検出出力を
転送し、転送出力(8e)を得る転送器、(12)は検
出出力(8d)と転送出力(8e)を加算して制御出力
、すなわち速度検出器出力(8f)を得る加算器である
。In Figure 1, (7c) is a half-cycle detector that detects the time length of a half-cycle of the speed proportional signal (6) and obtains a corresponding detection output (8d), and (11) is a time course of the subsequent half-cycle. A transmitter that transfers the detection output in synchronization with the edge of the speed proportional signal that arrives later to obtain the transfer output (8e), (12) is controlled by adding the detection output (8d) and the transfer output (8e). This is an adder that obtains the output, that is, the speed detector output (8f).
上記構成において、従来例の如く (2)式のように、
回転速度が時間とともに変動する場合を考える。このと
きの速度検出器(4)の動作を第2図に示す。In the above configuration, as in the conventional example, as in equation (2),
Consider the case where the rotation speed changes over time. The operation of the speed detector (4) at this time is shown in FIG.
モータ(1)の回転速度が時間とともに変化すると、F
G倍信号3)は周波数変調される。従って、波形整形さ
れた速度比例信号の隣り合う前縁と後縁の時間長、すな
わち半周期の時間長が変化する。半周期検出器(7c)
はこの半周期の時間長に応じた検出出力(8d)を出力
する。転送器(11)はこの検出出力(8d)を次の半
周期経過直後に転送し、転送出力(8e)を得る。When the rotational speed of the motor (1) changes with time, F
The G multiplied signal 3) is frequency modulated. Therefore, the time length of adjacent leading and trailing edges of the waveform-shaped velocity proportional signal, that is, the time length of a half cycle changes. Half cycle detector (7c)
outputs a detection output (8d) according to the time length of this half cycle. The transfer device (11) transfers this detection output (8d) immediately after the next half cycle has elapsed, and obtains a transfer output (8e).
ゆえに、検出出力(8d)をVF6、転送出力(8e)
をVF4とおけば、第2図より、T、<t≦Tj+1(
j−0、±1、±2、・・・)コ
において
V (t)−V−Fo十ΔVF3(t)−V”Fo
+Kv−ΔTj
””FO
・・・ (14)
と表わされる。ここでT、は第2図と第8図から明らか
なように、回転速度NmおよびFG倍信号3)が従来例
と同じ場合を考えれば”2にと同じであることが理解さ
れる。またV′Foはモータの回転速度がNmoで一定
の時の検出出力である。Therefore, the detection output (8d) is VF6, and the transfer output (8e)
If we set VF4 as VF4, then from Fig. 2, T,
j-0, ±1, ±2, ...) V (t)-V-Fo +ΔVF3(t)-V"Fo
+Kv-ΔTj""FO... (14) It is expressed as: As is clear from FIGS. 2 and 8, T here is understood to be the same as "2" if we consider the case where the rotational speed Nm and the FG multiplication signal 3) are the same as in the conventional example. V'Fo is a detection output when the rotational speed of the motor is constant at Nmo.
Kvは従来例と同じに設定している。Kv is set the same as in the conventional example.
一方、転送器(11)の出力(8e)は、T、<t≦T
j+、 (j−0、±1、±2、・・・)において
V (t) −V=F、+ΔVP4(t)=V−+K
v・ΔTj−1
FO
″VFO
c
+Kv ((T、、 −Tj−2) −2と表わされる
。On the other hand, the output (8e) of the transfer device (11) is T, <t≦T
j+, V (t) at (j-0, ±1, ±2,...) -V=F, +ΔVP4(t)=V-+K
It is expressed as v·ΔTj−1 FO ″VFO c +Kv ((T,, −Tj−2) −2.
さて、加算器(12)は検出出力(8d)と転送出力(
8e)を加算して制御出力すなわち速度検出器出力(8
f)を得るから、
T、<t≦Tj+l (j−0、±1、±2、・・・)
において、
V−F (t)
= V (t) + VF4 (t )一2V=
+Kv (ΔT、+ΔTj−,)FOJ
″2VF。Now, the adder (12) has a detection output (8d) and a transfer output (
8e) is added to obtain the control output, that is, the speed detector output (8e).
Since we obtain f), T, <t≦Tj+l (j-0, ±1, ±2,...)
In, V-F (t) = V (t) + VF4 (t)-2V=
+Kv (ΔT, +ΔTj−,)FOJ ″2VF.
−2v −ro 十K v [(Tj−Tj−2”) Te1 となる。-2v -ro 1K v [(Tj-Tj-2") Te1 becomes.
前述したようにT、 −T
、J 2に’ ”j−2−”2に−2”あるから、
Tj< t≦Tj+1 (j −0,+1、±2、・
・・)において、
V−F(t)
一2V” +KV ((72に−T2に−2) −T
CIO
−v、、 (t) −(17)とな
り、(9)式および(11)式と一致する。As mentioned above, T, -T, J 2 have '``j-2-''2-2'', so Tj< t≦Tj+1 (j -0,+1,±2,・
), V-F(t) -2V" +KV ((72 to -T2 to -2) -T
CIO −v,, (t) −(17), which agrees with equations (9) and (11).
ただし2V′、。−■、。とする。However, 2V'. -■,. shall be.
同様にして、
Tj+l<t≦Tj+2(j−01±1、±2、・・・
)においても
V〜F (1)
−2V −PO+ K v (< TJ+l r J
−1)Tel
”” 2 V −+ K V ((T2に、t Tz
k−t)FO
〜Tc)
−vF2(t) −(18)となり
、(10)式および(11)式と一致する。Similarly, Tj+l<t≦Tj+2(j-01±1,±2,...
), V~F (1) −2V −PO+ K v (< TJ+l r J
-1) Tel "" 2 V -+ K V ((T2, t Tz
k−t) FO ˜Tc) −vF2(t) −(18), which agrees with equations (10) and (11).
(17)式、(18)式でv−、。は速度変動のない時
の設定値であるから、
V ″ vFO
と設定すれば良いことを意味し、これは速度変動の伝送
特性とは何ら関係のないパラメータであるから第7図の
構成と第1図の構成は完全に等価な性能を持つことがこ
れより明らかとなる。In equations (17) and (18), v-. Since is the set value when there is no speed fluctuation, it means that it is sufficient to set it as V ″ vFO .This is a parameter that has nothing to do with the transmission characteristics of speed fluctuation, so the configuration in Figure 7 and Figure 7. It is clear from this that the configuration shown in FIG. 1 has completely equivalent performance.
従って、本発明により速度検出器の諸特性、すなわち、
位相遅れの低減、リップルの改善および直流電位が変化
しないこと等の効果は全て、本出願人が先に提案した発
明と全く同等であることが証明された。しかも半周期検
出器が1つで実現できるため回路の簡素化、ひいては装
置のコストダウンをはかることが可能となった。Therefore, according to the present invention, the characteristics of the speed detector, namely:
It has been proven that the effects such as reduction in phase delay, improvement in ripple, and no change in DC potential are completely equivalent to the invention previously proposed by the present applicant. Furthermore, since a single half-cycle detector can be used, it is possible to simplify the circuit and reduce the cost of the device.
また、本出願人が先に提案した構成は2つの周期検出器
の特性差があると基本周波数fcのリップルを出力に発
生させるという問題があるが、本発明の構成によれば、
半周期検出器が1つであるためかかる問題は発生せずき
わめて精度の高い装置が実現できる。Furthermore, the configuration previously proposed by the present applicant has a problem in that ripples at the fundamental frequency fc occur in the output when there is a difference in characteristics between the two period detectors, but according to the configuration of the present invention,
Since there is only one half-cycle detector, this problem does not occur, and an extremely highly accurate device can be realized.
なお、転送器(11)と加算器(12)による構成はト
ランスバーサル型の非巡回型フィルタと非常に近い、実
際、速度変動を無限に小さくしていった場合、転送間隔
はT c / 2に漸近し、その極限では、遅延がT
c / 2 、係数が1のトランスバーサルフィルタに
なることは容易に理解できるであろう。The configuration of the transmitter (11) and adder (12) is very similar to a transversal acyclic filter.In fact, if the speed fluctuation is made infinitely small, the transfer interval is T c / 2. and in its limit, the delay becomes T
It will be easy to understand that this is a transversal filter with c/2 and a coefficient of 1.
なお、上記実施例では、速度検出器(4)の初段に波形
整形器(5)を設けているが、もしFG倍信号3)が速
度比例信号(6)のような波形、すなわち前縁および後
縁を有する波形であれば、波形整形器(5)は省略する
ことができる。In the above embodiment, the waveform shaper (5) is provided at the first stage of the speed detector (4), but if the FG multiplied signal 3) has a waveform like the speed proportional signal (6), that is, the leading edge and If the waveform has a trailing edge, the waveform shaper (5) can be omitted.
さらに、半周期を検出する方法としては、従来一般に用
いられているCR回路の充放電を利用する方法、あるい
は別に得られるクロック信号で周期の長さを計数する方
法など、当該変換動作を達成するものであればいかなる
手段でもよい。Furthermore, as a method for detecting a half cycle, there are methods to achieve the conversion operation, such as a method that utilizes the charging and discharging of a conventionally commonly used CR circuit, or a method that counts the length of the period using a separately obtained clock signal. Any method is acceptable as long as it is possible.
また、検出出力(8d)をサンプルホールド形で示した
が、上記のようにクロック信号で半周期の長さを計数す
ることによる計数値(カウント値)であってもよく、こ
の場合、転送器(11)はこの計数値を転送して出力(
8e)とすればよいことは明らかである。もちろん加算
器(12)もこれら2つの計数値の加算動作を行えばよ
い。Furthermore, although the detection output (8d) is shown as a sample-and-hold type, it may also be a counted value (count value) obtained by counting the length of a half cycle using a clock signal as described above. (11) transfers this count value and outputs it (
It is clear that 8e) is sufficient. Of course, the adder (12) may also add these two counts.
また、速度検出器(4)の出力(8f)をサンプル・ホ
ールド形で示したが、周期の変化に応じて出力のデユー
ティを変化させるいわゆるパルス幅変調(PWM)方式
であっても同様の効果が得られることは明らかである。Also, although the output (8f) of the speed detector (4) is shown in a sample-and-hold format, the same effect can be obtained even if the so-called pulse width modulation (PWM) method is used, which changes the output duty according to changes in the cycle. It is clear that the following can be obtained.
また、以上の実施例では、回転体を直結駆動としたが、
ベルト駆動などの他の駆動方式でも同様の効果が得られ
ることはいうまでもない。In addition, in the above embodiments, the rotating body was directly driven, but
It goes without saying that similar effects can be obtained with other drive systems such as belt drive.
[発明の効果]
以上のようにこの発明によれば、回転速度比例信号の隣
接する縁部間の時間長すなわち半周期を検出し、これを
半周期ごとのタイミングで転送して、前記検出出力と加
算して制御出力を得るように構成したので、本出願人が
先に提案した方式と全く同等の効果が得られるとともに
、装置が安価にでき、また精度の高いものが得られると
いう優れた効果がある。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, the time length between adjacent edges of the rotational speed proportional signal, that is, the half cycle is detected, and this is transferred at the timing of every half cycle, and the detected output is Since the control output is obtained by adding the above, it is possible to obtain the same effect as the method previously proposed by the applicant, and also has the advantage of being able to produce a device at a low cost and with high accuracy. effective.
第1図はこの発明における回転体の速度制御装置の一実
施例を示すブロック図、第2図は第1図における速度検
出器の動作を説明するだめのタイミング図、第3図は従
来方式のブロック図、第4図は第3図における速度検出
器の動作を説明するためのタイミング図、第5図は第3
図の速度検出器に基づいて具体的数値を用いて計算した
制御出力波形図、第6図は半周器を検出する方式におけ
るオフセットの影響を示した波形図、第7図は本出願人
が先に提案した発明における一実施例を示すブロック図
、第8図は第7図における速度検出器の動作を説明する
ためのタイミング図、第9図は第7図の速度検出器に基
づいて具体的数値を用いて計算した制御出力波形図であ
る。
図において、(1)はモータ、(2)は周波数発電機、
(4)は速度検出器、(7c)は半周期検出器、(11
)は転送器、(12)は加算器、はモータ駆動回路であ
る。
なお、
各図中同一符号は同一または相当部分を示す。Fig. 1 is a block diagram showing one embodiment of the speed control device for a rotating body according to the present invention, Fig. 2 is a timing diagram for explaining the operation of the speed detector in Fig. 1, and Fig. 3 is a diagram of a conventional system. The block diagram, Figure 4 is a timing diagram for explaining the operation of the speed detector in Figure 3, and Figure 5 is a timing diagram for explaining the operation of the speed detector in Figure 3.
Figure 6 is a waveform diagram showing the influence of offset in the method of detecting a half-frequency device; Figure 7 is a waveform diagram calculated using specific values based on the speed detector shown in Figure 7; FIG. 8 is a timing diagram for explaining the operation of the speed detector in FIG. 7, and FIG. 9 is a block diagram showing an embodiment of the invention proposed in FIG. It is a control output waveform diagram calculated using numerical values. In the figure, (1) is a motor, (2) is a frequency generator,
(4) is a speed detector, (7c) is a half-period detector, (11
) is a transfer device, (12) is an adder, and (12) is a motor drive circuit. Note that the same symbols in each figure indicate the same or equivalent parts.
Claims (1)
る周波数発電機と、この周波数発電機の出力にもとづい
て得られた前縁と後縁を有する回転速度比例信号の周波
数に応じた制御出力を発生する速度検出器と、この速度
検出器の出力に応じて回転体を駆動する駆動回路とを備
えた回転体の速度制御装置において、 前記速度検出器は、前記回転速度比例信号の前縁とこれ
に後続する後縁までの時間長および該後縁とこれに後続
する前縁までの時間長を順次検出してその長さに応じた
検出出力を順次発生する半周期検出手段と、前記検出出
力が入力されるとともにこの検出出力に対応した前記時
間長に後続する次の時間長が経過した直後の前記回転速
度比例信号の前縁もしくは後縁に同期して前記検出出力
を転送する転送手段と、 前記検出出力と前記転送手段出力を加算する加算手段と
を有することを特徴とする回転体の速度制御装置。[Claims] A frequency generator that generates an alternating current signal with a frequency proportional to the rotational speed of a rotating body, and a rotational speed proportional signal having a leading edge and a trailing edge obtained based on the output of the frequency generator. A speed control device for a rotating body including a speed detector that generates a control output according to a frequency, and a drive circuit that drives the rotating body according to the output of the speed detector, wherein the speed detector is configured to control the rotation speed of the rotating body. A half-circuit device that sequentially detects the time length between the leading edge of a speed proportional signal and the trailing edge that follows it, and the time length between the trailing edge and the trailing edge that follows it, and sequentially generates a detection output according to the length. a period detecting means, in which the detection output is inputted and the detection output is inputted, and the period detection means synchronizes with the leading edge or the trailing edge of the rotational speed proportional signal immediately after the next time length following the time length corresponding to the detection output has elapsed. A speed control device for a rotating body, comprising: a transfer means for transferring a detection output; and an addition means for adding the detection output and the output of the transfer means.
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