JPH0412635A - バッテリ充電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、クリーナや電動工具などのバッテリ・バンク
を挿入してこれに充電するバッテリ充電器に関し、特に
バッテリ充電器の回路構成の改良に関する。

〔従来の技術〕

従来、例えば定電流充電型バッテリ充電器の回路構成の
概略は、第５図に示すように、交流端子ｌａ、ｌｂに接
続される商用交流電源を整流平滑化する１次側の直流電
源回路１と、この回路から給電される定電圧電流を所定
の周波数で断続するチョッパとしての絶縁ゲート電界効
果型トランジスタＦＥＴと、−次側コイルに印加させる
その断続電圧を降圧して２次側コイルに降圧交流電流を
出力する降圧用トランスＴと、その降圧交流電流を整流
平滑化する２次側の直流電源回路２と、充電電流値を常
時検出する電流検出回路３と、この電流検出回路３から
出力される電流値検出信号Ｓｌに基づいて充電すべき電
流値に応じて充電制御信号Ｓ２の値を変化させる２次側
制御回路４と、この充電制御信号Ｓｚに基づいて絶縁ゲ
ート電界効果型トランジスタＦＥＴに供給すべきオン・
オフのゲート信号ＧＩのデユーティ−比を変化させる１
次側制御回路５とを有するものである。

充電すべきバッテリＢと満充電検知用サーモスタットＴ
ＨＭを直列接続したバッテリ・パック６をバッテリ充電
器本体のバッテリ・パック固定部（図示せず）に装着す
ると、自ずとバッテリ・パック６の各端子６ａ、６ｂ、
６ｃがそれぞれバッテリ充電器の正端子７ａ、負端子７
ｂ、サーモ端子７Ｃに導通接続する。今、このバッテリ
Ｂが正常であると仮定すると、ダイオードＤ、、を流制
限抵抗Ｒ３及び充電器側の感熱保護素子（例えば０ＣＲ
）を介してバッテリＢに対し微弱な充電が開始される。

そしてシャント抵抗Ｒ２の両端の電圧を拾うことにより
電流検出回路３が充電電流値Ｉを検出し電流値検出信号
Ｓ、を２次側制御回路４に供給し、また２次側制御回路
４は充電電圧■を検出する。そして、２次側制御回路４
はその内部のリレーコイル（図示せず）を励磁し、リレ
ースイッチＳＷを閉成させる。これにより、バッテリＢ
に対する本格的な充電が開始される。これと同時に、第
５図中では一部回路構成を省略しであるが、２次側制御
回路４側からリレーコイルの励磁電流が端子７ｃ（６ｃ
）、サーモスタッ）ＴＨＭ、端子７ｂ（６ｂ）を介して
流れる。

このバッテリ充電器は定電流充電駆動で、バッテリＢに
対し充電すべき充電電流値が常に一定値になるよう制御
するものである。すなわち、電流検出回路３から出力さ
れる電流検出信号ＳＩのアナログ電圧値が所定値に達し
ないときは充電電流をより多く２次側に供給するために
、２次側制御回路４がＰＷＭ波の充電制御信号Ｓ！を生
成し、これをＰＷＭ復調回路のＣＲ積分回路、ホトカプ
ラ（オプト・アイソレータ）ＰＣ，を介して１次側制御
回路５ヘアナログ信号として供給する。そして、１次側
制御回路５はその充電制御信号Ｓ２に基づいて前よりも
大きなデユーティ−比のゲート制御信号虐を生成し、こ
れを絶縁ゲート電界効果型トランジスタＦＥＴに供給す
る。この結果降圧用トランスＴの１次側コイルに流れる
電流量が増すので、２次側コイルに流れる電流量も必然
的に増し、バッテリＢに対してより多くの充電電流が供
給され、それ故、常に定電流充電が行われる。

ここで、例えば短絡したバッテリＢを有するバッテリ・
パック６を装着すると、シャント抵抗Ｒ２には過電流（
短絡電流）が流れる。また不良のバッテリ等でも充電途
中で過電流が流れる場合もある。このような過電流が流
れた場合、電流検出回路３がそれを検知し、過電流検出
信号Ｓ３をホトカプラＰＣ，を介して１次側制御回路５
へ供給する。そして、１次側制御回路５はこの過電流検
出信号Ｓ３に基づいてゲート制御信号Ｇｌのデイ−チー
比を強制的に狭める。このため、２次側の充電電流が減
少し、バッテリＢに対する過電流の供給が緩和する。

なお、Ｒ３−Ｒ６は抵抗、Ｃ７はコンデンサである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記の回路構成に係るバッテリ充電器に
あっては次の問題点がある。

すなわち、２次側で発生した充電電流の過電流状態を制
限するために、２次側の電流検出回路３及び２次側から
１次側への情報伝達手段としてのホトカプラＰＣ，の経
路で、１次側制御回路から送出すべきゲート制御信号の
デユーティ−比を強制的に狭め、２次側給電量を減少さ
せる方式が採用されているが、急峻な立ち上がりを有す
る過電流状態に対して、過渡的な制限がきわめて困難で
ある。情報伝達系が長いため、応答遅れが目立ち、即座
の電流制限に対処できない。充電すべきバッテリには様
々な種類があり、充電過程で過電流状態が発生すると、
過度な発熱や発火などを引き起こすおそれがある。

そこで、本発明は上記問題点を解決するものであり、そ
の課題は、速い応答速度を持つ過電流制限制御系を設け
ることにより、２次側の過電流状態の過渡的な発生をも
すばやく抑制できるバッテリ充電器を提供することにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕

本発明に係るバッテリ充電器は、第１（１次側）の直流
電源回路と、これから給電される定電圧を所定の周波数
（例えば１００ＫＨｚ　）で断続するチョッパとしての
スイッチング手段（例えばパワーＭＯ３ＦＥＴ）と、そ
の断続電圧を降圧する降圧用トランスと、その降圧電圧
に基づいて直流充電電圧を得る第２（２次側）の直流電
源回路と、充電すべき電流値の変化に応じて充電制御信
号の値を変化させる２次側制御手段と、その充電制御信
号に基づいて該スイッチング手段に供給すべきスイッチ
ング制御信号のデユーティ−比を変化させる１次側制御
手段とを有するものであるが、上記課題を解決するため
に本発明が講じた特徴的な手段は、上記降圧用トランス
の１次側の電流値の急峻な変化を検知する過電流検知手
段（例えばシャント抵抗）と、この手段による検出信号
に基づいてスイッチング制御信号のデユーティ−比を２
次側給電量を減じる方向へ強制設定する過電流制御手段
とを新たに設けたものである。

〔作用〕

２次側に過渡的な過電流状態が発生すると、これと同時
に、降圧用トランスの１次側コイルにも過渡的な電流が
流れる。このため、１次側の過電流検知手段が過電流の
発生を検知し、検出信号を過電流制御手段に送出する。

この検出信号の伝達においてはホトカプラの使用を排除
できるので、伝達速度が殆ど瞬時である。検出信号を受
けた過電流制御手段はスイッチング制御信号のデユーテ
ィ−比を減じるので、１次側給電量とともに２次側給電
量が減少する。このため、２次側の過電流状態がその発
生から回想的に抑制されることになる。

〔実施例〕

次に、本発明に係るバッテリ充電器の実施例を添付図面
に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。な
お、第１図において第５図に示す部分と同一部分には同
一参照符号を付し、その説明は省略する。

１次側の直流電源回路１は、ノイズ除去用フィルタ回路
１ｃ、ダイオードブリッジ回路１ｄ及び平滑コンデンサ
Ｃ２で構成されている。降圧用トランスＴ′の１次側主
コイルＴａの両端間には抵抗Ｒｔ、コンデンサＣ３及び
ダイオードＤ２で構成されるノイズ除去回路１０が接続
されている。この１次側主コイルＴａと接地間にはチョ
ッパとしてのパワー絶縁ゲート電界効果型トランジスタ
ＦＥＴとシャント抵抗Ｒｓが直列接続されている。

このトランジスタＦＥＴは後述する１次側制御回路２０
から送出される可変デユーティ−比のゲート制御信号Ｇ
１によって所定の周波数で断続的に開閉される。

２次側の直流電源回路２は、整流ダイオードＤｓ、Ｄ４
と電流制限コイルＬと平滑コンデンサＣ１とから構成さ
れている。トランスＴ′の２次側の分巻コイルＴｂには
２次側制御回路４及び電流検出回路３などにロジック電
源電圧■Ｃｃ（５■）を給電するための直流安定電源回
路３０が接続されている。この直流安定電源回路３０は
整流ダイオードＤ５．３端子レギュレータＩＣ及びコン
デンサＣ，，Ｃ６から構成されている。また、トランス
Ｔ′の１次側の分巻コイルＴｃには１次側制御回路２０
などのロジック電源電圧Ｖ、：Ｃ（５Ｖ）を給電するた
めの直流電源回路４０が接続されている。

この直流電源回路４０は整流ダイオードＤ６と平滑コン
デンサＣ６とから構成されている。

充電制御信号（フィードバック信号）Ｓｚを２次側から
１次側に伝達すべきホトカプラＰＣ，は発光素子たる発
光ダイオードＬＥＤ、と受光素子たるホトトランジスタ
Ｔｒ、　とで構成されている。

発光ダイオードＬＥＤ、のアノードは抵抗Ｒ１を介して
２次側の■ｃｃ電源に接続され、そのカソードは２次側
制御回路４の充電制御信号出力端子４ａに接続されてお
り、抵抗Ｒ１（＋が発光ダイオードＬＥＤ、と抵抗Ｒ３
に並列接続されている。一方、ホトトランジスタＴｒ、
のコレクタは抵抗Ｒｓ。

ＰＷＭ復調回路２１．誤差増幅器２２を介して制御用Ｉ
Ｃ２３の２番端子に接続されている。ＰＷＭ復調回路２
１は直列接続の分圧抵抗ＲＩＩ＋　　ＲＩＺとこれらに
並列接続した充放電コンデンサＣ９とからなる積分回路
である。この充放電コンデンサＣ７の正極は１次側のＶ
ＣＣ電源（制御用ＩＣ２３の６番端子に印加）に３端子
レギユレータＩＣを介して接続され、電圧■。、にプル
アップされている。誤差増幅器２２はＰＮＰ　）ランジ
スタＱ１．エミッタ抵抗ＲＩ３及びコレクタ抵抗ＲＩ４
で構成されており、そのコレクタ電圧が制御用ＩＣ２３
０２番端子に印加される。

本実施例に使用した制御用ＩＣ２３は型番ＦＡ５３０４
Ｐ　（Ｓ）（Ｍ）（富士電機株式会社製）で、一部省略
してその詳細な回路構成を第２図に示す。

二の制御用ＩＣのすべての回路要素の説明は本発明の理
解を煩雑にするだけであるからこれを割愛するが、以下
、本発明に関係する回路要素のみを説明する。

トランジスタＦＥＴに対しＰＷＭ波のゲート制御信号Ｇ
、を送出する手段としてのＰＷＭ比較器２３ａは、４つ
の入力（Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ）を有しており、Ａ入力に印加
する内蔵発振器（Ｏ３Ｃ）２３Ｃの発振器出力に対し、
Ｂ入力に印加するＣ８端子電圧、２番端子を介してＣ入
力に印加する誤差増幅器出力、及びＤ入力に印加するＤ
Ｔ電圧を比較し、Ｏ３端子電圧、誤差増幅器出力、ＤＴ
電圧のうち最も低い電圧の入力と優先的に比較される。

最も低い入力の電圧値が発振器出力より低い期間はＰＷ
Ｍ比較器２３ａの出力が高レベルで、高い期間は低レベ
ルとなる。ＰＷＭ比較器２３ａの出力が低レベルのとき
はＮＯＲゲート２３ｂの出力すなわち５番端子に現れる
電圧は高レベルとなる。Ｎ。

Ｒゲート２３ｂは３人力で、これらにはＰＷＭ比較器２
３ａの出力、低電圧誤動作防止回路（Ｕ、Ｖ、Ｌ、０）
２３ｄの出力及びＲＳフリップ・フロップ２３ｅのＱ出
力が印加されている。低電圧誤動作防止回路（Ｕ、Ｖ、
Ｌ、０）２３ｄは、このＩＣの電源投入の初期において
各回路の電源電圧の不十分な期間の誤動作を防止するた
め、十分な電源電圧に達したときに出力を出すものであ
る。またＲＳフリップ・フロップ２３ｅのセット人力Ｓ
はコンパレータ２３ｆの出力を受け、またそのリセット
入力ＲはＰＷＭ比較器２３ａの出力を受ける。そして、
このコンパレータ２３ｆの検出入力には３番端子を介し
て後述する過電流発生信号Ｉｓが印加される。

なお、８番端子に接続されたコンデンサＣ８は電源投入
時のソフトスタートの長短を加減する時限コンデンサで
ある。また、第１図示の１次側制御回路２０において特
に説明しない抵抗、コンデンサ及びダイオードはバイア
ス、位相調整、破壊防止用などの補助的役割を果たすも
のである。

電流検出回路３は充電電流値を電圧値として検出する反
転増幅器３ａとホトカプラＰＣｚにおける発光ダイオー
ドＬＥＤ、のドライバ回路３ｂとから構成されている。

電流検出回路３はシャント抵抗Ｒ２の電圧降下値（負電
圧）を入力抵抗ＲＩＳを介して反転入力に受けるオペア
ンプＯＰとその帰還抵抗ＲＩ　ｂ　＋帰還コンデンサＣ
８とから構成され、その反転増幅出力は２次側制御回路
４の端子４ａに電流検出信号Ｓ１として供給されると共
に、抵抗Ｒ１？を介してＬＥＤ２に直列接続したシャン
トレギュレータＲｅに供給される。シャントレギュレー
タＲｅの両端電圧はコンデンサＣ１の充電電圧程度に保
持され′ており、オペアンプＯＰが一定値以上を超える
と、シャントレギュレータＲｅに電流が流れ、これによ
り発光ダイオードＬＥＤ。

が発光する。ホトカプラＰＣ，のホトトランシタＴｒ、
のコレクタは抵抗Ｒ６を介して制御用ＩＣの２番端子に
接続しており、またこのコレクタ側はＶＣＣ電源にプル
アップされている。

次に、上記実施例における特徴的動作を説明する。

（起動期間） まず、ＡＣ電源が１次側に投入されると、直流電源回路
１の出力には定電圧Ｖ０が現れ、分圧抵抗Ｒ１１＋を介
して制御用ＩＣの６番端子に１次側■α電源が給電され
、低電圧誤動作防止回路２３ｄの出力（高レベル）がＮ
ＯＲゲート２３ｂなどに印加する。これと同時に、定電
流源（１０μＡ）２３ｇによって時限コンデンサＣ８の
充電が開始され、それに伴いＣ３端子電圧も第３図に示
す如く所定の時定数で徐々に上昇する。また電源投入に
よって発振器２３ｃが第３図に示す如く３角波形を連続
的に出力する。この起動初期においては、２次側制御回
路４から送出される充電制御信号Ｓ２に基づいて誤差増
幅器出力は第３図に示す如く上限値にある。ＰＷＭ比較
器２３ａは発振器出力に対し、Ｃ８端子電圧、誤差増幅
器出力及びＤＴ電圧（ｅ＋）のうち最も低い電圧と比較
するものであるから、起動初期においては優先的にＣ５
端子電圧が比較され、ソフトスタートがかかる。ＰＷＭ
比較器出力及びこの反転出力たるゲート制御信号Ｇｌの
パルス幅（デユーティ−比）が徐々に拡大し、これに伴
いチョッパトランジスタＦＥＴのオン期間も徐々に長く
なり、２次側給電量を単調増加させる。

これにより、２次側の直流電源回路２から直流電圧が生
成され、前述した態様に従い、バッテリＢに対する充電
が開始される。

（通常動作期間） 充電電流■はシャント抵抗Ｒ２の電圧降下をもたらすが
、電流検出回路３は上記の電圧陳下値を検出する。すな
わち、充電電流Ｉの値が増加すると、電圧降下が大きく
なるので、電流検出信号Ｓ１の電圧値が上昇する。また
充電電流Ｉの値が減少すると、電流検出信号ＳＩの電圧
値が下がる。２次側制御回路４はこの電流検出信号Ｓ、
をＰＷＭ変調して充電制御信号Ｓ２を生成するＰＷＭ変
調器（図示せず）を有しているが、２次側制御回路４の
端子４ａからホトカプラＰＣ，に対し第１図に付記した
ような充電制御信号Ｓ２のＰＷＭ波が送出されている。

ここで、パルス幅Ｗ＋は定電流（例えば６Ａ）に合致し
ているときで、パルス幅ｗ２は不足電流があるときで、
パルス幅Ｗ、は余剰電流があるときを示す。なお、ｔは
周期を表す。

第１図に付記するように、このＰＷＭ波が高レベル（Ｈ
）のときはホトカプラＰＣ，の発光ダイオードＬＥＤ、
がオフ状態（発光状態）で、低レベル（Ｌ）のときはオ
ン状態（非発光状態）である。したがって、ホトカプラ
ＰＣ，のホトトランジスタＴｒ、は発光ダイオードＬＥ
Ｄ、のオン・オフに合わせてオン・オフし、このディジ
タル信号はＰＷＭ復調回路２１でアナログ化され、トラ
ンジスタＱ、のベース電圧は第１図に付記するように充
電制御信号Ｓ２のＰＷＭ波をそのまま復調した波形を有
する。

ところで、１次側に充電制御信号としてのＰＷＭ波がホ
トカプラＰＣ，を通してそのまま到達し、２次側に設け
られたＰＷＭ復調回路２１でアナログ化するから、ホト
カプラＰＣ，の特性のバラツキや温度特性の悪さなどを
原因とする信号伝達の不具合を解消できる。つまり、発
光ダイオードＬＥＤ、はアナログ的発光量で発光制御さ
れるのではなく、単にオン・オフ的に発光・消光するだ
けであるから、ホトカプラＰＣ，の特性のバラツキはさ
ほど問題とはならない。また温度特性が悪くても論理振
幅を十分とれるので、これも問題とはならない。更に経
時変化に対しても長寿命で信転性が高い。したがって、
安価なホトカプラの使用も可能である。換言すれば、充
電制御の精度が従来に比して高く、装着されるバッテリ
の具合に柔軟に対応できるので、バッテリの損傷や発火
等の突発事故を未然に防止できることにもなる。

トランジスタＱ、のベースにＰＷＭ復調信号が印加して
いるが、その誤差増幅器出力は前述したように制御用Ｉ
Ｃの２番端子に供給されている。

誤差増幅器出力が上限から下降し平衡状態（定電流充電
状態）になると、この誤差増幅器出力の値が最も低くな
るので、第３図に示すように、これが発振器出力と比較
され、この結果、通常動作期間におけるＰＷＭ比較器出
力及びゲート信号ＣＩのデユーティ−比が第３図に示す
ように可変調整される。これにより、バッテリＢに対す
る定電流充電が行われる。

（充電電流の増加時） 例えば、バッテリＢに対する充電期間においてバッテリ
Ｂのインピーダンスが急に低下したときは、充電電流が
増加するが、この充電電流の増加は充電制御信号ＳＩの
ＰＷＭ波のパルス幅を狭め、１次側の誤差増幅器出力の
電圧値を下げる方向に働く。このため、ゲート制御信号
のＰＷＭ波のパルス幅が狭くなり、２次側の給電量を減
少させ、バッテリＢに対する充電電流値を下げて定電流
値に戻す。このような２次側から１次側へのフィードバ
ック制御は通常動作期間において比較的なだらかな電流
変化に追従する。

（過電流発生時） 充電電流の増加が比較的急峻に発生すると、電流検出信
号Ｓ、の電圧値が急激に上昇する。これによって、ホト
カプラＰＣ，の発光ダイオードＬＥ　Ｄ　ｔが発光して
ホトトランジスタＴｒがオン状態となり、制御用ＩＣの
２番端子に印加する電圧（誤差増幅器出力）が強制的に
下がる。これによって、２次側給電量は比較的速や力弓
こ抑制される。

しかしながら、２次側の急激な充電電流の増加の情報は
電流検出回路３．ホトカプラＰＣ。等を介して１次側の
制御用ＩＣへ伝達されるため、回路の応答速度の遅れが
大きく、２次側給電量の抑制制御に長いタイムラグが出
てしまい、バッテリＢの損傷・破損などのおそれがある
。

この問題を解決するために、本実施例においては過電流
の発生に対し、これを回想的すみやかに制限する回路が
設けられている。２次側に過電流が発生すると、これと
同時に１次側のコイルＴａに流れる電流（ＦＥＴのドレ
イン電流）も急激に増加し、シャント抵抗Ｒ３の電圧降
下が増大して制御用ＩＣの３番端子に過電流発生信号Ｉ
Ｓの電圧値が上昇する（第４図参照）、この過電流発生
信号ＩＳＯ電圧値がコンパレータ２３ｆの基準電圧ｅ、
を超えると、コンパレータ２３ｆの出力が高レベルとな
り、これに伴いＲＳフリップ・フロップ２３ｅのＱ出力
が高レベルとなり、さらにＮＯＲゲ−）２３ｂの出力は
ＰＷＭ比較器２３ａの出力の如何に拘わらず低レベルに
なる。すなわちゲート制御信号Ｇ、が低レベルとなるた
め、トランジスタＦＥＴは強制的に遮断され、ドレイン
電流は流れない。したがって、ＰＷＭ比較器２３ａの出
力が高レベルのときでも、トランジスタＦＥＴが次のサ
イクルに移るまで強制的に遮断されるので、２次側給電
量がすみやかに減少し、過電流状態が即座に解消される
。このためバッテリＢの充電特性が様々であっても、損
傷や発火等を起こさず、支障なくバッテリ充電を完了さ
せることができる。

次のサイクルにおいても、２次側が過充電状態にあると
きには、上記と同様の過充電制限動作が行われるが、新
たなサイクルに入ると、第４図に示すように、ゲート制
御信号Ｇ１は一旦立ち上がるので、トランジスタＦＥＴ
は一度オン状態となり、過充電状態であれば、僅少のタ
イムラグの後、強制的にオフ状態に戻る。例えば、過充
電状態が検知された場合、その後の数サイクル期間に亘
り、トランジスタＦＥＴの遮断を継続されると、２次側
の直流安定電源３０が不能となり、その間は２次側制御
回路４が働かず、全く監視機能が消滅してしまう。しか
しながら、本実施例においては過充電状態における給電
制限のサイクルにおいても僅少又は最低限のデユーティ
−比のゲート制御信号ＧＩがトランジスタＦＥＴに送出
されるので、制御系の電源回路の機能を最低限維持する
ことができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、降圧用トランスの１次
側の電流値の唐、畦な変化を検知する過電流検知手段と
、この手段による検出信号に基づいてスイッチング制御
信号のデユーティ−比を２次側給電量を滅しる方向へ強
制設定する過電流制御手段とを有する点に特徴があるか
ら、次の効果を奏する。

すなわち、２次側に過渡的な過電流状態が発生しても、
２次側の制御回路を経たフィードバック信号を以て１次
側の給電量を制御するのではなく、２次側の過電流状態
により直接的に誘導される降圧用トランスの１次側電流
の変化を検知することにより、この１次側電流を直接制
御するものであるから、速い応答速度の過電流制限が実
現される。

二のためバッテリの充電特性が様々であっても、損傷や
発火等を起こさず、支障なくバッテリ充電を完了させる
ことができ、多種多用なバッテリの充電が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。 第２図は同実施例における１次側の制御用ＩＣの回路構
成を示すブロック図である。 第３図は同実施例における起動期間及び通常動作期間の
各種信号波形を示すタイミングチャート図である。 第４図は同実施例における過電流発生時の各種信号波形
を示すタイミングチャート図である。 第５図は従来のバッテリ充電器の回路構成を示すブロッ
ク図である。 〔主要符号の説明〕 １・・・１次側直流電源回路 ＦＥＴ・・・絶縁ゲート電界効果型トランジスタＴ′・
・・降圧用トランス ２・・・２次側直流電源回路 ３・・・電流検出回路 Ｓｌ・・・電流値検出信号 Ｓ２・・・充電制御信号 Ｓ、、Ｉｓ・・・過電流発生信号 Ｇ、・・・ゲート制御信号 ４・・・２次側制御回路 ６・・・バッテリ・バック Ｂ・・・バッテリ ２０・・・１次側制御回路 ３０・・・直流安定電源回路 ４０・・・直流電源回路 ＰＣ，、ＰＣ，・・・ホトカプラ ２１・・・ＰＷＭ復調回路 ２２・・・誤差増幅器 ２３・・・制御用１ｃ ２３ａ・・・ＰＷＭ比較器 ２３ｂ・・・ＮＯＲゲート ２３ｃ・・・内蔵発振器 ２３ｄ・・・低電圧誤動作防止回路 ２３ｅ・・・ＲＳフリップ・フロップ ２３ｆ・・・コンパレータ ２３ｇ・・・定電流源 Ｒｚ、Ｒｅ・・・シャント抵抗。 第３図 第４区 特許出願人　　富士電機株式会社（外２名）代　理　人
　弁理士　山　１）　稔 ―電津滲Ｊｑ　　ｙｉ４：ｂＪｒ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の直流電源回路から給電される定電圧を所定
   の周波数で断続するスイッチング手段と、該断続電圧を
   降圧する降圧用トランスと、該降圧電圧に基づいて直流
   充電電圧を得る第２の直流電源回路と、充電すべき電流
   値の変化に応じて充電制御信号の値を変化させる２次側
   制御手段と、該充電制御信号に基づいて該スイッチング
   手段に供給すべきスイッチング制御信号のデューティー
   比を変化させる１次側制御手段とを有するバッテリ充電
   器であって、 該降圧用トランスの１次側の電流値の急峻な変化を検知
   する過電流検知手段と、この手段による検出信号に基づ
   いて該スイッチング制御信号のデューティー比を２次側
   給電量を減じる方向へ強制設定する過電流制御手段とを
   有することを特徴とするバッテリ充電器。
2. （２）請求項第（１）項において、２次側で充電すべき
   電流値の変化から過電流状態を検出する過電流検出手段
   と、この過電流検出手段の検出信号を１次側に伝達する
   ホトカプラと、その検出信号に基づく過電流制限信号を
   生成してこれを前記１次側制御手段の入力信号として割
   り込ませる回路系とを有することを特徴とするバッテリ
   充電器。