JPH0410731A - Demodulating device - Google Patents
Demodulating deviceInfo
- Publication number
- JPH0410731A JPH0410731A JP11010390A JP11010390A JPH0410731A JP H0410731 A JPH0410731 A JP H0410731A JP 11010390 A JP11010390 A JP 11010390A JP 11010390 A JP11010390 A JP 11010390A JP H0410731 A JPH0410731 A JP H0410731A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- nco
- doppler
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 44
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 14
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000994 depressogenic effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は移動体通信におけるP S K (p h
as e s h i f t k e y i
n g )信号の復調を行う復調装置に関するものであ
る。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] This invention relates to PSK (ph
as e sh i f t k e y i
n g ) This relates to a demodulation device that demodulates a signal.
[従来の技術]
第2図はP S K信号の復調装置の構成を示すブロッ
ク図であって、図において、(1)は受信中間周波数信
号、(2)は周波数変換部、(3)は局部発振部、(4
)は低域通過フィルタ(以下、LPFと略記する)、(
5)はアナログディジタル変換器(以下A/Dと略記す
る)、(6)は復調装置、(7)は複素ベースバンド信
号、く8)は復調出力信号である。[Prior Art] FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a PSK signal demodulation device. In the figure, (1) is a received intermediate frequency signal, (2) is a frequency converter, and (3) is a Local oscillator, (4
) is a low-pass filter (hereinafter abbreviated as LPF), (
5) is an analog-to-digital converter (hereinafter abbreviated as A/D), (6) is a demodulator, (7) is a complex baseband signal, and 8) is a demodulated output signal.
P S K信号の受信中間周波数信号(1)は、周波数
変換部(2)において複素ベースバンド信号(7)に変
換される。この複素ベースバンド信号(7)はLPF(
4,)により不要な高周波成分が除去された後、A/D
(5)でディジタル信号に変換される。The received intermediate frequency signal (1) of the PSK signal is converted into a complex baseband signal (7) in a frequency converter (2). This complex baseband signal (7) is processed by LPF (
After unnecessary high frequency components are removed by A/D
It is converted into a digital signal in step (5).
第3図は従来の復調装置(6)の構成を示すブロック図
で、第2図と同一符号は同一部分を示し、(60)は位
相制御部、(61)は位相誤差検出部、(62)はルー
プフィルタ、(63)はNCO(numericall
y controlled oscillator
)である。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a conventional demodulator (6), in which the same symbols as in FIG. 2 indicate the same parts, (60) is a phase control section, (61) is a phase error detection section, (62 ) is a loop filter, (63) is an NCO (numerical
y controlled oscillator
).
復調装置(6)の入力点では、複素ベースバンド信号(
7)はディジタル信号の形になっており、実数部分の振
幅を表ずく70)と、虚数部分の振幅を表ず(71〉と
に分けて表されている。At the input point of the demodulator (6), the complex baseband signal (
7) is in the form of a digital signal, and is divided into 70), which represents the amplitude of the real part, and (71>, which does not represent the amplitude of the imaginary part).
ところで、送信側の局部発振周波数と受信側の局部発振
周波数との間には、誤差(周波数オフセット)が存在す
るので、複素ベースバンド信号(7)の位相は、所望の
変調方式による位相変化に加え、周波数オフセットに比
例する速度の位相回転を生じることとなり、これにより
生じる位相変化量の補正をNC0(63)で行っている
。すなわち、NCOく63)の発振周波数が送受信間の
周波数オフセットに一致する場合には、NCO(63)
の出力位相は常に複素ベースバンド信号(70)、(7
1)によって表される信号(7)の位相に一致し、従っ
て位相制御部(60)の出力位相から復調出力信号(8
)を得ることができる。By the way, since there is an error (frequency offset) between the local oscillation frequency on the transmitting side and the local oscillating frequency on the receiving side, the phase of the complex baseband signal (7) depends on the phase change due to the desired modulation method. In addition, a phase rotation occurs at a speed proportional to the frequency offset, and the amount of phase change caused by this is corrected by NC0 (63). In other words, if the oscillation frequency of the NCO (63) matches the frequency offset between transmitting and receiving, the NCO (63)
The output phase of is always the complex baseband signal (70), (7
1), and therefore the phase of the demodulated output signal (8) matches the phase of the signal (7) represented by
) can be obtained.
実際上はNC0(63)の出力位相と複素ベースバンド
信号(7)の位相との間には位相差が存在するので、こ
の位相差を一定に保つように位相誤差検出部(61)−
ループフィルタ(62)NGO(63)−位相制御部(
60)でフィードバック制御ループ、すなわち位相口・
ツクループ(PLL)を構成している。In reality, there is a phase difference between the output phase of NC0 (63) and the phase of the complex baseband signal (7), so the phase error detection unit (61) -
Loop filter (62) NGO (63) - phase control section (
60), the feedback control loop, i.e. the phase opening
It constitutes a power loop (PLL).
[発明が解決しようとする課題]
上記のような従来の復調装置は以上のように構成されて
いるので、送受信間の局部発振周波数差による周波数オ
フセットだけが存在する固定局間通信に対しては問題な
いが、移動体通信においては、フェージング等によるレ
ベルの変動が付随し、従来の装置では定常的な周波数オ
フセットの他に、ドツプラー効果による周波数オフセッ
トが存在する場合、フェージング等の原因で受信信号レ
ベルが低下し、PLI−が動作困難となった場合、次に
受信信号レベルが復活したときのPLLの引き込みが入
力信号とNCOとの位相差により、困難になり、バース
トエラーが長期間発生するといった問題点があった。[Problems to be Solved by the Invention] Since the conventional demodulator described above is configured as described above, it is difficult to solve the problem for communication between fixed stations in which there is only a frequency offset due to the local oscillation frequency difference between transmitting and receiving. However, in mobile communications, level fluctuations occur due to fading, etc., and with conventional equipment, if there is a frequency offset due to the Doppler effect in addition to the stationary frequency offset, the received signal may be affected due to fading etc. If the level drops and PLI- becomes difficult to operate, the phase difference between the input signal and NCO will make it difficult to pull in the PLL when the received signal level recovers, resulting in burst errors occurring for a long period of time. There were some problems.
第4図は、周波数オフセットの変動とNGOの出力周波
数の関係を示しており、時刻to以前はループフィルタ
出力により、周波数オフセットとNCOの出力はほぼ同
等となるが、to〜t4にてレベルが落ち込んだ際、P
LLは正常動作が不能となり、toでの出力をNGOは
保持することになる。t4にてレベルが回復した時、周
波数オフセットとNCOの出力とには、lf4 f。Figure 4 shows the relationship between the fluctuation of the frequency offset and the output frequency of the NGO. Before time to, the frequency offset and the output of the NCO are almost equal due to the loop filter output, but from to to t4, the level increases. When I feel depressed, P
LL will be unable to operate normally, and NGO will hold the output at to. When the level is restored at t4, the frequency offset and the output of the NCO are lf4 f.
の差が存在し、また位相においては、第5図、第6図に
示すように、1QcQN lといった位相差が存在する
。Furthermore, as shown in FIGS. 5 and 6, there is a phase difference of 1QcQNl.
この大きな位相差と、t、以降のPLLの特性とにより
、再引込みにおけるザイクルスリップ等が発生し、バー
ストエラーが長期化し、復調特性が劣化してしまう。Due to this large phase difference and the characteristics of the PLL after t, cycle slips and the like occur during re-pulling, resulting in prolonged burst errors and deterioration of demodulation characteristics.
この発明はかかる課題を解決するためになされたもので
、受信信号レベルが低下した場合、ドツプラー効果によ
る周波数オフセットが存在しても有効にNCOの制御が
行える復調装置を提供することを目自勺としている。The present invention was made to solve this problem, and an object of the present invention is to provide a demodulator that can effectively control the NCO even if there is a frequency offset due to the Doppler effect when the received signal level decreases. It is said that
[課題を解決するための手段]
この発明にかかる復調装置は、P L Lのループ中の
信号から、その信号中にドツプラー効果による周波数オ
フセラI・の成分を検出するドツプラー検出部と、複素
ベースバント信号から受信入力レベルを検出するレベル
検出部とを設け、レベル検出部の検出信号に応じて、ド
ツプラー検出部の出力とループフィルタの出力との両者
により、NGOを制御することとした。[Means for Solving the Problems] A demodulation device according to the present invention includes a Doppler detection unit that detects a frequency offset component I due to the Doppler effect from a signal in a PLL loop, and a complex base A level detection section for detecting a received input level from a bunt signal is provided, and the NGO is controlled by both the output of the Doppler detection section and the output of the loop filter in accordance with the detection signal of the level detection section.
[作用]
フェージング等によりレベルが落ち込んでいる間でも、
ドツプラー効果による周波数オフセットに対してNGO
の発振周波数の最適制御によって位相の追従が可能とな
り、」−〕ホのような復調特性の劣化を防止することが
できる。[Effect] Even while the level is dropping due to fading etc.
NGO against frequency offset due to Doppler effect
By optimally controlling the oscillation frequency of , it is possible to track the phase, and it is possible to prevent the deterioration of the demodulation characteristics as shown in .
[実施例]
以下、この発明の実施例を図面を用いて説明する。第1
図はこの発明の復調装置の一実施例を示すブロック図で
、図において第2図、第3図と同一符号は同一または相
当部分を示し、(64)はドツプラー検出部、(65)
はレベル検出部、(620)はループフィルタ(62)
の出力信号、(640)および(644)はドツプラー
検出部(64)の出力信号、(650)はレベル検出部
(65)の検出信号である。[Examples] Examples of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1st
The figure is a block diagram showing an embodiment of the demodulator of the present invention. In the figure, the same reference numerals as in FIGS. 2 and 3 indicate the same or corresponding parts, (64) is a Doppler detection section, (65)
is the level detection section, (620) is the loop filter (62)
(640) and (644) are the output signals of the Doppler detection section (64), and (650) is the detection signal of the level detection section (65).
第1図に示す実施例においても、位相制御部(60)−
位相誤差検出部(61)−ループフィルタ(62)−N
CO(6B)−位相制御部(60)のループによって構
成されるPLLの動作は、第3図に示す従来の装置と同
様である。このPLLがロックされている間はループフ
ィルタ(62)の出力(620)はNCO(63)に対
し周波数の設定を指示する信号となるが、ドツプラー効
果による周波数オフセットが存在する場合、P L L
の応答時定数の関係で、その成分がループフィルタ(6
2)の出力(620)中に出てくる。ドプラー検出部(
64)では、その出力を入力し、平均化を行い周波数オ
フセットの変動状況を把握する。Also in the embodiment shown in FIG.
Phase error detection section (61) - loop filter (62) -N
The operation of the PLL constituted by the CO(6B)-phase control unit (60) loop is similar to the conventional device shown in FIG. While this PLL is locked, the output (620) of the loop filter (62) becomes a signal instructing the NCO (63) to set the frequency, but if there is a frequency offset due to the Doppler effect, the PLL
Due to the response time constant of
2) appears in the output (620). Doppler detection unit (
In step 64), the output is input and averaged to grasp the frequency offset fluctuation situation.
ブロッキングやフェージング等の障害の場合、P L
Lが正常に動作しなくなるなめ、このような状態をレベ
ル検出部(65)で検出し、この検出信号によりループ
フィルタ(62)、NCO(63)、およびドツプラー
検出部(64)を制御する。すなわちレベル検出部(6
5)の出力(650)を基にして、ループフィルタ(6
2)の時定数等の特性が変更される。In case of failures such as blocking or fading, P L
In order to prevent L from operating normally, such a state is detected by the level detection section (65), and the loop filter (62), NCO (63), and Doppler detection section (64) are controlled by this detection signal. In other words, the level detection section (6
Based on the output (650) of the loop filter (650)
2) characteristics such as time constant are changed.
ドツプラー検出部(64)ではレベル検出部(65)の
出力(650)が所定レベル以上の間は出力(620)
を平均化処理部(641)で平均化した信号を出力(6
44)として出力し、レベル検出部(65)の出力(6
50)が所定値より低下したときは、出力(620)が
信頼できないと判定して、出力(644,)の過去の実
績による数値を出力する。The Doppler detection unit (64) outputs (620) while the output (650) of the level detection unit (65) is at a predetermined level or higher.
is averaged by the averaging processing unit (641) and outputs the signal (6
44), and the level detection section (65) output (6
50) is lower than a predetermined value, it is determined that the output (620) is unreliable, and a numerical value based on the past performance of the output (644,) is output.
NCO(63)ではレベル検出部(65)の出力(65
0)が所定値より高いときはループフィルタく62)の
出力(620)を制御に使用し、そうでないときはドツ
プラー検出部(64)の出力(644)を制御に使用す
る。The NCO (63) outputs the output (65) of the level detection section (65).
0) is higher than a predetermined value, the output (620) of the loop filter 62) is used for control; otherwise, the output (644) of the Doppler detector (64) is used for control.
第7図において1o以前およびt4以降は、ループフィ
ルタの出力、to〜t4間はドツプラー検出部(64)
の出力をNCO(63)がレベル検出部(65)の出力
に応して使用することで、レベルが落ち込んでいる間で
も周波数オフセットに対してNC0(6B)の出力は追
従することになり、位相においても第8図に示すように
、t4にてNC0(63)の出力位相は、ベースバンド
信号の位相とほぼ同等の値となり、レベル回復時の引込
み特性が改善される。In Fig. 7, before 1o and after t4 is the output of the loop filter, and between to and t4 is the Doppler detector (64).
By using the output of NCO (63) according to the output of the level detection section (65), the output of NC0 (6B) will follow the frequency offset even when the level is dropping. Regarding the phase as well, as shown in FIG. 8, the output phase of NC0 (63) at t4 becomes approximately the same value as the phase of the baseband signal, improving the pull-in characteristic at the time of level recovery.
レベル検出部(65)における検出動作に時間遅れが生
ずる場合は、位相制御部(60)への入力に時間遅れを
与えてタイミングを整合することができる。If a time delay occurs in the detection operation in the level detection section (65), the timing can be matched by giving a time delay to the input to the phase control section (60).
なお、以上の説明は2相PSK信号に対して説明17て
いるが、この発明が多相P S K信号一般に適用でき
ることは言うまでもない。Although the above description has been made for two-phase PSK signals, it goes without saying that the present invention can be applied to polyphase PSK signals in general.
[発明の効果]
この発明は以上説明したように、ブロッキングやフェー
ジングのため受信入力レベルが低下した場合にドツプラ
ー効果による周波数オフセットが存在しても、良好な復
調特性を維持できるという効果がある。[Effects of the Invention] As described above, the present invention has the advantage that good demodulation characteristics can be maintained even if there is a frequency offset due to the Doppler effect when the received input level is reduced due to blocking or fading.
第1図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第2図
はP S K信号の復調装置の構成を示すブロック図、
第3図は従来の復調装置を示すブロック図、第4図は従
来の装置における入力信号のレベル変化に対するキャリ
アとNCOとの周波数関係を示す図、第5図は入力信号
のレベルダウンにおけるキャリアの位相変化量を示す図
、第6図は従来の装置におけるNCOの出力周波数によ
る位相変化量を示ず図、第7図はこの発明の一実施例に
おける入力信号レベルのレベル変化に対するキャリアと
NCOとの周波数関係を示す図、第8図はこの発明の一
実施例におけるNCOの出力周波数による位相変化量を
示す図。
1・・・受信中間周波数信号、2・・・周波数変換部、
3・・・局部発振部、5・・・アナログディジタル変換
器、6・・・復調装置、7複素ベ一スバンド信号、8・
・・復調出力信号、60・・・位相制御部、61・・・
位相誤差検出部、62・・・ループフィルタ、63・・
・NC0164・・・ドツプラー検出部、65・・・レ
ベル検出部。
なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示すもの
とする。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a PSK signal demodulation device,
FIG. 3 is a block diagram showing a conventional demodulation device, FIG. 4 is a diagram showing the frequency relationship between carrier and NCO with respect to input signal level changes in the conventional device, and FIG. FIG. 6 is a diagram showing the amount of phase change depending on the output frequency of the NCO in a conventional device. FIG. 7 is a diagram showing the amount of phase change depending on the output frequency of the NCO in a conventional device. FIG. 8 is a diagram showing the amount of phase change depending on the output frequency of the NCO in an embodiment of the present invention. 1... Received intermediate frequency signal, 2... Frequency converter,
3... Local oscillation unit, 5... Analog-digital converter, 6... Demodulator, 7 Complex baseband signal, 8...
...Demodulated output signal, 60...Phase control section, 61...
Phase error detection section, 62... Loop filter, 63...
-NC0164...Doppler detection section, 65...Level detection section. Note that the same reference numerals in each figure indicate the same or corresponding parts.
Claims (2)
バンド信号に周波数変換し更にこれをディジタル信号に
変換した形の複素ベースバンド信号を入力し復調を行う
復調装置において、 数値制御に対応する被制御周波数を発生する発振回路(
以下NCOという)、 入力した複素ベースバンド信号と上記NCOの発振周波
数信号との位相比較により、上記複素ベースバンド信号
に対応する復調出力信号を生成する位相制御部、 この位相制御部における位相比較により上記複素ベース
バンド信号と上記NCOの発振周波数信号との位相誤差
を検出する位相誤差検出部、この位相誤差検出部の出力
を平均化するループフィルタ、 このループフィルタの出力により上記NCOの発振周波
数をフィードバック制御する手段、上記ループフィルタ
の出力から推定される受信周波数のオフセット中に、ド
ップラー効果による周波数オフセットが存在するか否か
を判定するドップラー検出部、 上記複素ベースバンド信号から入力信号レベルを検出す
るレベル検出部、 このレベル検出部の検出出力および上記ドップラー検出
部の判定結果に基づき上記ループフィルタの特性を制御
する手段、 上記レベル検出部の検出出力に基づき、上記ドップラー
検出部において上記ループフィルタの出力を入力して平
均化処理した信号または当該信号の過去の経歴を基にし
て生成した信号のうちの何れかを上記NCOに出力する
手段、 上記NCOでは上記レベル検出部の検出出力に基づき上
記ループフィルタの出力または上記ドップラー検出部の
出力のうち何れかを制御信号として用いる手段、 を備えたことを特徴とする復調装置。(1) In a demodulator that performs demodulation by inputting a complex baseband signal obtained by frequency converting a received intermediate frequency signal of a PSK signal into a complex baseband signal and further converting this into a digital signal, Oscillator circuit that generates the control frequency (
(hereinafter referred to as NCO), a phase control unit that generates a demodulated output signal corresponding to the complex baseband signal by comparing the phases of the input complex baseband signal and the oscillation frequency signal of the NCO; A phase error detection section that detects a phase error between the complex baseband signal and the oscillation frequency signal of the NCO, a loop filter that averages the output of this phase error detection section, and an oscillation frequency of the NCO that is determined by the output of the loop filter. means for performing feedback control; a Doppler detection unit that determines whether a frequency offset due to the Doppler effect exists in the received frequency offset estimated from the output of the loop filter; and detecting an input signal level from the complex baseband signal. means for controlling the characteristics of the loop filter based on the detection output of the level detection section and the determination result of the Doppler detection section; Means for outputting to the NCO either a signal averaged by inputting the output of the signal or a signal generated based on the past history of the signal; A demodulation device comprising: means for using either the output of the loop filter or the output of the Doppler detection section as a control signal.
入力して、ドップラー効果による周波数偏移および当該
ドップラー効果の変化周期を検出し、これら検出した数
値を平均化する手段を備えたことを特徴とする請求項第
1項記載の復調装置。(2) The Doppler detection unit is characterized by having means for inputting the output of the loop filter, detecting the frequency shift due to the Doppler effect and the change period of the Doppler effect, and averaging these detected values. The demodulator according to claim 1, wherein:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11010390A JPH0410731A (en) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Demodulating device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11010390A JPH0410731A (en) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Demodulating device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0410731A true JPH0410731A (en) | 1992-01-14 |
Family
ID=14527116
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11010390A Pending JPH0410731A (en) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Demodulating device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0410731A (en) |
-
1990
- 1990-04-27 JP JP11010390A patent/JPH0410731A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2712706B2 (en) | Adaptive phase detection synchronization method | |
JP3077881B2 (en) | Demodulation method and demodulation device | |
JP4271582B2 (en) | Digital phase lock loop | |
US6731698B1 (en) | Quadrature demodulation circuit capable for canceling offset | |
JPS62222745A (en) | Demodulator | |
RU2216113C2 (en) | Digital sound broadcasting signal receiver | |
JP4579458B2 (en) | Demodulator, broadcast system and semiconductor device | |
JP2932861B2 (en) | Phase synchronization detection circuit | |
US6411658B1 (en) | Demodulation device | |
US6707863B1 (en) | Baseband signal carrier recovery of a suppressed carrier modulation signal | |
JPH08265384A (en) | Demodulator | |
US6693978B1 (en) | Carrier reproducing circuit | |
JPH0410731A (en) | Demodulating device | |
US6204725B1 (en) | Circuit for demodulating digital signal undergoing different modulation schemes | |
JPH0897874A (en) | Offset qpsk demodulator | |
JP4479460B2 (en) | Demodulator and demodulation method | |
JPH0410732A (en) | Demodulating device | |
JP3442655B2 (en) | Carrier recovery circuit and carrier recovery method | |
US5668498A (en) | Controlling FPLL polarity using pilot signal and polarity inverter | |
JP2526684B2 (en) | Carrier wave regeneration circuit | |
JPH10210095A (en) | Method for correcting frequency error and radio communication equipment | |
JP3265052B2 (en) | Digital modulation wave demodulator | |
JP2541009B2 (en) | Demodulator control circuit | |
JPH0671277B2 (en) | AFC method | |
JP2000236364A (en) | Digital demodulator |