JPH039023Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は可変抵抗値検出回路、特に物理量変化
を電気抵抗値の変化として出力する被測定抵抗の
広範囲の抵抗値変化を対数変換して出力する可変
抵抗値検出回路に関するものである。

圧力、温度あるいはガス濃度等の物理量を電気
抵抗値の変化として検出するサーミスタその他の
可変抵抗素子が周知であり、各種センサとして広
範囲の測定分野に応用されている。近年、これら
の可変抵抗素子を用いたセンサにて広い変化範囲
を有する物理量変化を測定する装置が要望されて
いるが、この種の装置では、抵抗値変化範囲が著
しく大きいために、検出出力を対数変換して電気
的に処理する回路が用いられている。前述した広
範囲の物理量変化を測定する装置の一例として自
動車エンジン空燃比計測用排気ガスセンサが好適
であり、TiO₂、CoO等の金属酸化物半導体から
成る可変抵抗素子をセンサ素子として用い、排気
ガス雰囲気中のガス濃度によりセンサ素子の抵抗
値が大幅に変化することが利用されている。

一般に、TiO₂，CoO等の金属酸化物半導体か
ら成る素子の抵抗Ｒは排気ガス雰囲気中の酸素分
圧PO₂に対し、 Ｒ∝Po₂ ^±1/n ……(1)式 なる関係で変化することが知られ、ここで、ｎは
材料組成によつて４〜６の値となる。周知のよう
に、排気ガス中の酸素分圧はその空燃比によつて
0.2〜10^-25気圧程度の変化範囲を有し、この結
果、通常の排気ガスセンサは、酸素分圧変化によ
り(1)式から４〜６桁の範囲でその抵抗値が変化す
ることとなる。

更に、排気ガスセンサにおける金属酸化物半導
体抵抗は温度によつても大きく変化し、Ｋをボル
ツマン定数、Ｔを絶対温度そしてΔEを活性化エ
ネルギとすれば、 Ｒ∝exp（ΔE／ｋ・Ｔ） ……(2)式 なる関係でその抵抗値が変化する。TiO₂等の金
属酸化物ではΔEは0.5〜1.5電子ボルト程度の値で
ある。従つて、300〜600℃程度の温度変化に対し
て、排気ガスセンサの抵抗変化は１〜４桁程度の
変化範囲を有することとなる。

従つて、排気ガスセンサにおいては、酸素分圧
変化と温度変化に対して抵抗値変化範囲が５〜10
桁に及ぶ著しく広い変化範囲を有し、この範囲内
において正確な抵抗値測定を行わなければなら
ず、また排気ガスセンサ等においては連続的に抵
抗値変化を測定しなければならないという必要性
がある。

前述した抵抗値変化範囲が著しく大きなセンサ
に好適な従来の抵抗値検出回路が第１図に示さ
れ、２個の電流入力値の比の対数値を出力する対
数変換回路１０によつて測定値が対数変換され抵
抗値変化幅が圧縮され電気的な処理を容易に行う
ことができる。対数変換回路１０の第１入力１２
には金属酸化物半導体からなるセンサ素子すなわ
ち被測定抵抗R_xが接続され、該抵抗R_xには定電
圧源１４から一定の直流電圧E₀が供給されてい
る。そして、対数変換回路１０の第２入力１６に
は定電流源１８が接続されており、この結果、対
数変換回路１０の第１入力１２及び第２入力１６
へは被測定抵抗R_xからの電流I₁と定電流源１８か
らの定電流I₂とが入力され、対数変換回路１０は
両入力電流I₁，I₂の比の対数に比例する出力電圧 Ｅ＝Alog（I₁／I₂） ……(3)式 を出力端２０，２２へ出力する。(3)式において、
Ａは定数を示す。

第１図において、I₁＝E₀／R_xとなり、これと(3)
式とから、対数変換回路１０の出力Ｅは Ｅ＝Ａ（logE₀−logI₂・R_x） ……(4)式 として求められ、被測定抵抗R_xの変化に対応す
る出力を得ることができ、広い抵抗値変化範囲を
対数圧縮して電気的演算処理を容易に行なうこと
が可能となる。

しかしながら、第１図の従来装置における動作
を抵抗値の全変化範囲において理論どおりに行な
うためには、対数変換回路１０の演算増幅器の増
幅率が無限大、入力バイアス電流を零、対数関係
を発生させるトランジススタ素子のベース・エミ
ツタ接合の飽和電流をできるだけ小さく、更に特
価直列抵抗を零とすることが必要であるが、実際
上、これらの条件を満足する回路素子を得ること
は不可能であり、実際の回路素子の性能から測定
可能な抵抗値変化範囲はその上限及び下限が定め
られ、(3)式が成立する入力電流比（I₁／I₂）は５
〜６桁の範囲に制限されてしまうという問題があ
つた。従つて、前述した排気ガスセンサ等に第１
図の従来回路を適用することはできなかつた。す
なわち、第１図において、被測定抵抗R_xが小さ
くなるに従い、電流入力I₁は大きくなるが、前記
制限に基づく許容値を越えると(3)式が成立せず、
また対数変換回路１０の破損を生じるという欠点
があつた。

第２図には従来の他の検出回路が示され、定電
圧源１４に内部抵抗R₀が接続されている。第２
図の従来回路によれば、回路破損を防止すること
ができるが、被測定抵抗R_xの測定値には内部抵
抗R₀が誤差として含まれ、測定許容誤差をεと
すれば抵抗測定値の下限Rxmin1は次式で制限さ
れる。

Rxmin1＝R₀／ε ……(5)式 εを0.1（＝10〔％〕）とした場合には内部抵抗R₀
の10倍が下限になり、低抵抗が測定できないとい
う欠点があつた。

前述した両従来回路では、対数変換回路１０の
第１入力電流が仮想接地型（常に接地電位を保
つ）そして第２入力電流が非仮想接地型として示
されているが、第３図に示されるように、両入力
を仮想接地型とした場合においても、前述した従
来の欠点が生じることは明らかである。

本考案は上記従来の課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、回路定数の切換え等を必要と
ることなく連続測定を行ないながら広範囲の抵抗
値変化を高精度で対数変換出力することのできる
可変抵抗値検出回路を提供することにある。

上記目的を達成するために、本考案は、抵抗値
が物理量変化に対応して変化する被測定抵抗の抵
抗値を検出する可変抵抗値検出回路であつて、抵
抗値一定の内部抵抗を有し、電圧を被測定抵抗に
印加する定電圧源と、２つの入力端が被測定抵抗
の両端に接続され、被測定抵抗に印加されている
電圧をこれに対応した電流に変換して出力する電
圧電流変換回路と、被測定抵抗に接続され被測定
抵抗に流れる電流が入力される第１の入力端と、
電圧電流変換回路に接続され電圧電流変換回路か
ら出力される電流が入力される第２の入力端と、
を含み、２つの入力電流の比の対数値についての
信号を出力する対数変換回路と、を有することを
特徴とする。

以下図面に基づいて本考案の好適な実施例を説
明する。

第４図には本考案の好適な実施例が示され、前
記従来回路と同一部材には同一符号を付して説明
を省略する。第４図における対数変換回路１０の
第１入力１２は仮想接地型であり常に接地電位を
保つものとして以下説明するが、非仮想接地型の
場合には、以下の説明におけるE₀をE₀−E₀′（ただ
しE₀′は第１入力１２の電位）に置換することに
より同様の作用を得ることができる。

本考案においては、従来の第２図、第３図の回
路と同様に定電圧源１４はその内部に内部抵抗
R₀を含み、また対数変換回路１０の第２入力１
６へ供給される電流I₂を電圧電流変換回路２４の
出力としたことを特徴とし、電圧電流変換回路２
４は被測定抵抗R_xに印加される電圧を被測定抵
抗値に従つて可変したものであり、この結果、被
測定抵抗R_xの抵抗値が低下した時においても、
電流I₂が該抵抗値変化と対応して補正された大き
さとなり、このことによつて抵抗値変化の下限を
拡大可能としたことを特徴とする。電圧電流変換
回路２４は一定の変換係数Ｂを有し、被測定抵抗
R_xに印加される電圧E_xと出力電流I₂との間にはI₂
＝BExなる関係を有する。もちろん本考案にお
いても、対数変換回路１０は前記(3)式に示す入出
力関係を有する。

本考案の基本的な回路構成は以上であり、以下
にその作用を説明する。

第４図において、被測定抵抗R_xに印加される
電圧E_x及び被測定抵抗R_xから対数変換回路１０
へ供給される電流I₁は以下の式で示される。

E_x＝R_x／R₀＋R_x・E₀ ……(6)式 I₁＝E_x／R_x ……(7)式 (6)式において、被測定抵抗R_xの抵抗値が内部
抵抗R₀に比較して充分に大きい領域では、電圧
E_xは定電圧源１４の電圧E₀とほぼ等しいものと
考えることができ、この結果、電圧電流変換回路
２４から対数変換回路１０の第２入力１６へ供給
される電流I₂はI₂BE₀なる一定値となることが
理解される。従つて、この被測定抵抗値が大きい
条件下においては、第４図の回路は第２図の従来
回路とほぼ同様の動作を行なうことが理解され
る。

一方、被測定抵抗R_xが内部抵抗R₀に近い領域
に低下すると、電流I₁は(7)式に従つて増加するは
ずであるが、この時電圧E_xは定電圧源１４の内
部抵抗R₀によつて電圧E₀より小さくなり、この
結果、内部抵抗R₀のない場合より電流I₁は減少す
る。前述の如く第２図の従来回路では電流I₁の減
少は被測定抵抗R_x抵抗値変化の下限に制約を与
えることとなる。第５図の特性図にはこの関係が
示されている。

しかしながら、第４図に示す本考案において
は、電圧電流変換回路２４によつて被測定抵抗
R_xの電圧E_xに基づいて第２入力１６への電流I₂を
補正し、前記誤差の発生を防止したことを特徴と
し、本考案における対数変換回路１０の出力Ｅは
(3)式及び(7)式から次式にて示される。

Ｅ＝Alog（I₁／I₂） ＝Alog（E_x／R_x／BE_x） ＝−Ａ（logB＋logR_x） ……(8)式 ここで、Ａは対数変換回路における変換係数で
あり、この(8)式から明らかなように、本考案にお
ける出力電圧Ｅは被測定抵抗R_xのみの関数とな
り、被測定抵抗R_xが内部抵抗R₀に近づきあるい
は内部抵抗R₀より小さくなつた場合においても、
出力Ｅと被測定抵抗R_xとは誤差のない対数関係
を保持することが理解される。すなわち、定電圧
源１４に内部抵抗R₀を設けた場合においては、
被測定抵抗R_xに印加される電圧E_xが被測定抵抗
R_x自体の変化によつて変化するが、本考案にお
いては、この変化を積極的に利用して比較入力で
ある第２入力１６の電流I₂を対応変化させること
によつて、抵抗値測定範囲を著しく拡大し、下限
値を下げることが可能となる。

例えば、被測定抵抗R_xが内部抵抗R₀に比べて
充分小さい場合には、 E_xR_x／R₀ ……(9)式 となり、この結果、電流I₁E₀／R₀のほぼ一定値
となり、また電流I₂は、 I₂＝BE_xBR_x／R₀E₀ ……(10)式 となり、比較電流I₂は被測定抵抗R_xに伴い変化す
ることとなる。このことは、信号の従来回路にお
いて、第２入力１６の電流I₂を被測定抵抗R_xに対
応して連続的に変化したことと同一の効果を奏
し、広範囲の抵抗値変化を正確に検出することが
可能となる。

以上のように、本考案によれば、電圧電流変換
回路２４によつて対数変換回路１０の第２入力１
６への電流I₂を被測定抵抗R_xの大きさに対応させ
て連続的に変化させることができ、回路定数の切
換え等を必要とすることなく、連続的に抵抗値の
検出を行なうことが可能となり、また回路定数の
切換に伴なうノイズ等の発生がないので、前述し
た例えば排気ガスセンサ等に極めて有効に利用す
ることが可能となる。

前述した測定範囲の拡大幅は(10)式によつて示さ
れる電流I₂の変化幅によつて定められ、この変化
幅はできるだけ大きいことが望ましいが、実際に
は対数変換回路１０に使用する演算増幅器のオフ
セツト電圧等により(9)式で示される被測定抵抗
R_xの抵抗値を無制限に小さくすることはできな
い。オフセツト電圧をE_ps、測定許容誤差をεと
すれば抵抗測定値の下限R_xnio2は次式で制限され
る。

R_xnio2＝E_ps／E_p〓・R₀ ……(11)式 実際の回路において、定電圧E₀を10〔Ｖ〕、オ
フセツト電圧E_psを１〔mV〕とし、εを01（＝10
〔％〕）とすればR_xnio2／R₀を1/1000とすることが可 能となる。第２図の従来回路における抵抗測定範
囲の下限が内部抵抗R₀の１／ε倍程度であることを 考えれば、第４図の本考案回路によつて、測定値
の下限を次式程度拡大できる。(5)式と(11)式の比を
とると、 R_xnio1／R_xnio2＝E₀／E_ps ……(12)式 前述の如くE₀＝10〔Ｖ〕、E_ps＝１〔mV〕の場合
であればR_xnio1／R_xnio2は10000倍となり、測定値の下
限 を４桁拡大できることになる。

第６図には第４図の更に詳細な実施例が示さ
れ、対数変換回路１０は第１入力１２が仮想接地
型そして第２入力１６が非仮想接地型から成る市
販モジユール例えばインターシル社製4048が用い
られている。

第６図において、被測定抵抗R_xに印加される
電圧E_xは増幅回路２６を介して電圧電流変換回
路２４へ供給されており電圧E_xは定電圧源１４
の出力端子T₁とT₂との間から検出されて増幅回
路２６へ印加されているが、こうしても第６図の
回路における第１入力１２は仮想接地型であり、
その端子T₃とT₆との間には電圧が発生しないの
で第４図の構成と等価である。

増幅回路２６は演算増幅器A₁と入力抵抗R₁、
フイードバツク抵抗R₂を含み、また増幅率１の
インピーダンス変換回路を形成する演算増幅器
A₂が設けられ、端子T₇とT₉との間に印加された
入力電圧E_xを−R₂／R₁倍に増幅し、出力端子T₈
とT₄との間から電圧電流変換回路２４へ出力す
る。なお、増幅回路２６の入力抵抗R₁によつて
被測定抵抗R_xの両端から見た定電圧電源側の等
価内部抵抗は内部抵抗R₀と入力抵抗R₁とが並列
接続されたR₀R₁／R₀＋R₁となり、これが第４図の基本 回路における内部抵抗R₀に相当する。同様に等
価定電圧電源電圧はE₀R₁／R₀＋R₁となることは勿論 である。

電圧電流変換回路２４は演算増幅器A₃と抵抗
R₃，R₄，R₅，R₆，R₇から形成され、各抵抗値は
後述する（17）式の関係に設定されている。電圧
電流変換回路２４の入力電圧をE_D1とし、また各
部の電圧をE_D2，E_D3そして入力電流をI_D1更に出
力電圧、出力電流をE_D4及びI₂とすれば、電圧電
流変換回路２４の回路動作は以下のように解析す
ることができる。

E_D2＝E_D1−E_D1R₃ ……（13）式 E_D3＝E_D1−I_D1（R₃＋R₄） ＝E_D4＋R₇（I₂＋E_D3／R₃） ……（14）式 E_D4＝（１＋R₂／R₁）E_D2 ……（15）式 ただし、ここでは演算増幅器A₃の入力抵抗は
抵抗R₃，R₄，R₅，R₆に比べ極めて大きく演算増
幅器A₃への入力電流は無視できるものとした。
（15）式へ（13）式を代入すれば E_D4＝（１＋R₂／R₁）（E_D1−I_D1R₃） となり、更に上式と（13）式とを（14）式に代入
して変形すれば、 E_D1（R₆＋R₇／R₅）＝I_D1 （R₆＋R₇／R₅−R₄／R₃）−R₇I₂ （16）式 となる。ここで、 R₆＋R₇／R₅＝R₄／R₃ （17）式 とすれば（16）式右辺第１項が零となる。このこ
とは（17）式の関係を満たせば、 I₂＝−R₄／R₃＋R₇E_D1 となり、回路定数R₃，R₄，R₇によつて入力電圧
E_D1が出力電流I₂に変換される。

また、被測定抵抗R_xへの印加電圧E_xは増幅回
路２６によつて−R₂／R₁倍に増幅されて電圧電
流変換回路２４に入力されるので、 I₂＝R₂R₄／R₁R₃R₇E_x （18）式 なる関係で電圧E_xが電流I₂に変換される。従つて
第４図で説明した電圧電流変換係数Ｂは第６図の
実施例では Ｂ＝R₂R₄／R₁R₃R₇ （19）式 と表される。

第６図の実施例では、対数変換回路１０の第１
入力の電流I₁を２ミリアンペア以下とするため、
定電圧源１４のE′₀＝2V、内部抵抗R′₀＝2KΩと
し、またその変換係数Ａを−１とした。そして、
各回路の抵抗値をR₁＝2KΩ、R₂＝10KΩ、R₃＝
100KΩ、R₄＝100KΩ、R₅＝1MΩ、R₆＝500K
Ω、R₇＝500KΩとすることによつて、電圧電流
変換回路２４の変換係数Ｂ＝10^-5となる。従つ
て、この係数Ｂを(8)式に代入すれば、第６図の回
路における出力Ｅは Ｅ＝log₁₀R_x−５ が得られる。本例において対数変換回路１０の入
力オフセツト電圧E_psを1mV以下とすることが可
能であり(11)式で説明した如くε＝0.1とすれば
R_xnio2＝10Ωとなる。第２図の従来回路では測定
可能範囲が10⁴〜10¹⁰Ωであつたのが上述の如く
測定下限が1/1000となり従つて、第６図の実施例
においては、抵抗値測定範囲を10〜10¹⁰Ωに設定
することができ、前述した排気ガスセンサ等に充
分適用可能な広範囲の測定値変化範囲を得ること
ができる。

第７図には本考案に係る可変抵抗値検出回路の
他の具体的な実施例が示され、対数変換回路１０
として第１入力１２及び第２入力１６の両者が仮
想接地型の回路として構成され、例えばテレダイ
ンフイルブリツク社製4366が用いられている。こ
のような両入力１２，１６がともに仮想接地型の
場合には、第２入力１６の電位が常に零とみなす
ことができるので、電圧電流変換回路２６は単な
る固定抵抗R_sにて形成することができ、回路構
成を簡略化することが可能となる。第７図の回路
において、電流I₂＝E_x／R_sとなり、電圧電流変換
係数Ｂは１／R_sとなる。なお、第７図の回路動
作は第４図と同様であり、詳細な説明は省略す
る。第７図の回路において、Ａ＝−１、R_s＝
100KΩ、E₀＝10V、R₀＝10KΩとすれば、電圧
電流変換係数Ｂ＝10^-5となり、出力Ｅは Ｅ＝log₁₀R_x−５ となる。本実施例においてはR_xnio1／R_xnio2＝E₀／E_ps
が1/10 000となり抵抗値変化範囲は第２図での10⁴〜10¹⁰
Ωを１〜10¹⁰Ωに拡大することが可能となる。

前述した各実施例においては、被測定抵抗R_x
は金属酸化物半導体で形成されたセンサ素子であ
るが、他の可変抵抗素子例えばサーミスタ等にて
被測定抵抗とすることも可能である。

以上説明したように、本考案によれば、定電圧
源に内部抵抗を設け、更に被測定抵抗に印加され
る電圧に対応した電流を対数変換回路に比較入力
として供給することによつて、内部抵抗に基づく
被測定抵抗への印加電圧低下を積極的に利用して
前記比較入力を可変することを特徴とし、被測定
抵抗の変化に応じて連続的に比較入力を補正する
ことができ、回路定数の切換え等を必要とするこ
となく、測定の中断あるいはノイズを伴うことな
く広範囲の抵抗変化範囲での検出作用を行なうこ
とが可能となる。従つて、本考案に係る可変抵抗
値検出回路を用いれば、例えば排気ガスセンサ等
の空燃比変化領域あるいは温度変化領域内での抵
抗値変化を確実にかつ高精度で測定することが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

第１，２，３図は従来の可変抵抗値検出回路を
示す回路図、第４図は本考案に係る可変抵抗値検
出回路の基本回路図、第５図は第４図の作用を説
明する特性図、第６，７図はそれぞれ本考案の具
体的な他の実施例を示す回路図である。 １０……対数変換回路、１２……第１入力、１
４……定電圧源、１６……第２入力、２４……電
圧電流変換回路、R_x……被測定抵抗、R₀……内
部抵抗。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 抵抗値が物理量変化に対応して変化する被測
   定抵抗の抵抗値を検出する可変抵抗値検出回路
   であつて、 抵抗値一定の内部抵抗を有し、電圧を被測定
   抵抗に印加する定電圧源と、 ２つの入力端が被測定抵抗の両端に接続さ
   れ、被測定抵抗に印加されている電圧をこれに
   対応した電流に変換して出力する電圧電流変換
   回路と、 被測定抵抗に接続され被測定抵抗に流れる電
   流が入力される第１の入力端と、電圧電流変換
   回路に接続され電圧電流変換回路から出力され
   る電流が入力される第２の入力端と、を含み、
   ２つの入力電流の比の対数値についての信号を
   出力する対数変換回路と、 を有することを特徴とする可変抵抗値検出回
   路。 (2) 実用新案登録請求の範囲(1)記載の回路におい
   て、対数変換回路の被測定抵抗が接続される第
   １入力が仮想接地型そして電圧電流変換回路の
   出力が供給される第２入力が非仮想接地型とし
   て形成され、定電圧源の出力電圧が電圧電流変
   換回路の変換入力として用いられていることを
   特徴とする可変抵抗値検出回路。 (3) 実用新案登録請求の範囲(1)記載の回路におい
   て、対数変換回路の両入力が仮想接地型として
   形成されていることを特徴とする可変抵抗値検
   出回路。 (4) 実用新案登録請求の範囲(3)の回路において、
   電圧電流変換回路は固定抵抗から形成されてい
   ることを特徴とする可変抵抗値検出回路。