JPH0389852A - 共振形コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、オフィスオートメーション（ＯＡ）機器等の
電源として使用される共振形コンバータに関する。

（従来の技術） 入力端子を断続するスイッチング素子に共振回路を並列
に結合させ、電流または電圧を正弦波状に変化させるこ
とにより、ターンオン時およびターンオフ時の電圧と電
流の重なりを小さく抑えることが考えられ、この手法を
用いたスイッチング電源は共振形コンバータと呼ばれて
いる。

このような共振形コンバータは、急峻な電圧変化および
電流変化を伴わないために、低損失のみならず低ノイズ
の特徴も合わせ持っている。

第７図は、このような共振形コンバータを示すもので、
ｖｌは直流電圧を供給する入力電源、Ｓはその直流電圧
を断続するスイッチング素子、Ｔ１？Ｆは一次側巻ＶＡ
Ｎ＋および二次側巻線Ｎ２を有し、スイッチング素子Ｓ
によって断続された電圧を変圧するトランス、Ｃはその
一次側＠線Ｎ１のインダクタンスＬとともに共振する共
振コンデンサ、ＤｌはトランスＴＲＰのエネルギーを入
力電源ｖ１へ回生するクランプダイオード、Ｄｌはフラ
イバック時に負荷側へ電流を流す整流ダイオード、ＣＦ
は負荷ＲＬへの出力電圧を平滑する平滑コンデンサをそ
れぞれ示している。

そして、このような共振形コンバータでは、スイッチン
グ索子Ｓに並列に接続された共振コンデンサＣとクラン
プダイオードＤ１によって、スイッチング素子Ｓのター
ンオンおよびターンオフ時のスイッチング損失をゼロに
することができる。

またこれによって、発生するノイズも低減することがで
きる。

つまり、このような共振形コンバータでは、スイッチン
グ素子Ｓの端子間にかかる電圧を正弦波または類似の波
形にすることによって、ターンオンおよびターンオフ時
にスイッチング素子Ｓの端子間電圧をゼロに保っている
。

これは「ゼロ電圧スイッチング」と呼ばれている。

しかし、このようなゼロ電圧スイッチングは、入力電圧
や負荷電力の変化が大きくなると、スイッチング素子Ｓ
の端子間電圧をゼロに必ずしも維持できるとは限らず、
ターンオンおよびターンオフの瞬間にスイッチング素子
Ｓの端子間に電圧がかかってしまう状態（スイッチング
損失が大きな値になる）が現れる。

（発明が解決しようとする課題） このように、上述した従来の共振形コンバータでは、入
力電圧や負荷電力の変化が大きくなると、ゼロ電圧スイ
ッチングが保たれなくなり、スイッチング素子Ｓの端子
間に電圧がかかった状態でターンオンおよびターンオフ
するおそれがあるため、スイッチング損失やノイズの発
生が増大してしまう。

本発明は、このような事情に対処して成されたもので、
入力電圧や負荷電力の変化が大きくなってもスイッチン
グ素子をゼロ電圧で動作させることができる共振形コン
バータを提供するこことを目的とする。

［発明の槽底］ （課題を解決するための手段） 請求項１記載の共振形コンバータは、入力端子を断続す
るスイッチング素子と、このスイッチング素子に並列に
接続され、このスイッチング素子のオン／オフ時にこの
端子間電圧を零に保つ共振回路と、一次巻線および二次
巻線を有し、これら巻線の巻数比が入力端子をｖｌとし
、二次出力電圧Ｖｏの一次側換算値をｖＯｌとしとき、
１■０１１ａＶｉなる条件を満し、スイッチング素子に
よって断続された電圧を変圧する変圧手段と、この変圧
手段によって変圧された電圧を平滑して出力する平滑手
段とを具備するものである。また請求項２記載の共振形
コンバータＣシ、入力端子を断続するスイッチング素子
と、このスイッチング素子に並列に接続され、このスイ
ッチング素子のオン／オフ時にこの端子間電圧を零に保
つ共振回路と、入力端子をＶｉとし、二次出力電圧Ｖｏ
の一次側換算値をＶｏｔとし、入力電圧Ｖ１に対応した
許容されるスイッチング素子のオン時間幅の下限値をＴ
Ａとしたとき、 ＴＡ　＝　　　（ＶｏＬ／Ｖｉ　）　２−　１／ωＢの
値以上でスイッチング素子が動作をするように制御する
パルス幅制御回路と、一次巻線および二次巻線を有し、
スイッチング素子によって断続された電圧を変圧する変
圧手段と、この変圧手段によって変圧された電圧を平滑
して出力する平滑手段とを具備するものである。

（作　用） 請求項１記載の共振形コンバータでは、出力電圧Ｖｏを
トランスの一次側に換算した値ＶＱＩに関し、ｌ　Ｖｏ
ＩＩ　≧Ｖｉ　　（Ｖｉは入力電圧）となるように、変
圧手段の巻数比を設定するようにしたので、ゼロ電圧ス
イッチングを確実に行うことができる。

また請求項２記載の共振形コンバータでは、パルス幅制
御回路により、スイッチング素子のオン時間幅ＴＡを入
力電圧Ｖ１に応じた下限値以下にならないようにしたの
で、共振コンデンサの電圧を出力電圧値まで確実に振り
上げることができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づいて説明する
。

第１図は、第７図の等価回路を示すものである。

ただし、この等価回路では、トランスＴＲＦは漏れイン
ダクタンスを無視し、励磁インダクタンスをＬで表わす
。また二次側の出力電圧Ｖｏを巻数比Ｎ：１により、一
次側に換算した値をＶｏＩとする。

そして、スイッチング素子Ｓ１ダイオードＤ１゜Ｄｌの
オン／オフ状態の組合わせを検討すると、第２図に示す
ように状態１から状態５まで変化し、これを繰返す。

ここで、第２図において、符号りはトランスの一次巻線
Ｎ１のインダクタンス、符号１１はインダクタンスＬを
流れる電流、符号Ｖｃは共振コンデンサＣの両端の電圧
、符号ｉ４はトランスＴＲＦの二次巻線Ｎ２を流れる電
流をそれぞれ示している。

つまり、状態１から状態５までは次の通りである。

（ア）状態１・・・Ｓはオン、Ｄｌ、Ｄｌはオフ。

（イ）状！！２・・・Ｓ、ＤＩ、Ｄｌはオフ。

（つ）状態３・・・Ｓ、Ｄｌはオフ、Ｄｌはオン。

（１）状態４・・・状態２と同じ。

（オ）状態５・・・Ｓ、Ｄｌはオフｓ　Ｄ　１はオン。

各状態の諸量は、後述する式を用いて表わす。

後述する各式において、状態間の境界時刻でのコンデン
サ電圧、インダクタンス電流が等しいという条件を追加
することにより、状態間での境界条件を満足することが
できる。そして、これらの諸量の計算式から、共振条件
が存在するための条件を導くことができる。

なお、第３図は各状態１〜５におけるインダクタンス電
流１１およびコンデンサ電圧Ｖｅを示すものであり、同
図において符号ＴＡ−ＴＧは各状態１〜５においての継
続時間を示している。

以下、各状態の諸量にはサフィクスをつけ、各状態につ
き説明する。

（状態１）・・・サフィクスＡをつける。

ｉ　１Ａ＝　（Ｖｉ　／　Ｌ）　を 最終値−１１Ａｌ　−（Ｖｉ　／Ｌ）　ＴＡ継続時間・
・・ＴＡ （状態２）・・・サフィクスＢをつける。

初期値−ｉ　ＩＢＯ＝　ｉ　ＩＡＩ　、　ＶＣＢＯ−０
角周波数・・・ωＢ−１／（Ｔニーτでインピーダンス
・・・ＺＢ　−ｎ ｉＩＢ＝　（Ｖｉ　／ＺＢ）　ｓｌｎ　（Ａ）Ｂ−ｔ＋
１ｌＢＯｅＯ８ωＢ・ｔ ＶＣＢ−Ｖｉ　（１−ｃｏｓ　ωＢ−ｔ　）　十ｉ　Ｉ
ＢＯ２Ｂ・ｓｌｎωＢ１１ｔ ＶＣＢ−Ｖｉ　−ＶｏＩに達すると状態２を終ることか
ら、 ＴＢ　＝　（１／ωＢ　）　　（ｃｏｓ−’に一ψ）ψ
−ｊａｎ−ｌ（ｉ　ＩＢＯ・ＺＢ　／Ｖｉ　）最終値・
・・ ｉ　１ＢＩ　＝　（Ｖｉ　／　ＺＢ　）　ｓｌｎ　ωＢ
　・十１１ＢＯｃｏｓωＢ・ ＶＣＢＩ　−Ｖｉ　−ＶｏＩ （状態３）・・・サフィクスＥをつける。

初期値・・・ ｉ　１ＥＯ＝　Ｌ　ＩＢＩ　、　ＶＣＥＯ−ＶＣＢＩｉ
　ＩＥ−１１ＥＯ＋Ｖｏ／Ｌ　−ｔ ｉ４Ｅ　−−ｉｌＥｏ−Ｖｏ／Ｌ−ｔ Ｉ３ Ｂ １１続時間＝−ＴＥ　＝　Ｌ−ｉ　１ＥＯ／　（−Ｖｏ
Ｉ）最終値−ｉ　ＩＥＩ　＝Ｏ、ＶＣＥＩ　−ＶＣＥＯ
−ＶＣＢＩ（状態４）・・・サフィクス１１をつける。

初ＩＡｆＬ・−ｉ　１１１（１−ｉ　１ＥＩ　５ＶＣＩ
ＩＯ−ＶＣＥ１角周波数・・・ω）Ｉ−１／ｆｒ下で、
Ｚｌｌ−ｆｒ７で、　　　ｉ　１ｌｌ−（Ｖｉ　−ＶＣ
ＩＩＯ）　／Ｚｌｌ・ｓｌｎ　ωｌｌ　＊　ｔ　＋　ｉ
　１１１０　　　ｃｏｓωＨ・ｔＶＣＨ−ＶＣＩＩＯ＋
（Ｖｉ−ＶＣＩＩＯ）　　　（１−ｃｏｓ（１）１１　
・ｔ）　＋（ｉ　１ｔｌＯ／　Ｚｌ　）　Ｓｉｎ　（Ｊ
ＪＨ・　を 継続時間−ＴＨ−Ｌ　／ωＨ（Ｖｃ　／ＶｏＩ）最終値
−ｉ　ＩＨＩ　　（ＶｏＩ／　ＺＨ）ｓｌｎ　ωＨ・Ｔ
ＨＶＣ）Ｉｆ−〇 （状態５）・・・サフィクスＧをつける。

初期値−ｉ　１００−　ｉ　ＩＨＩ　、　ＶＣ（ｉｏ　
−ＶＣＨＩ　−Ｏｉ　ＩＧ＝　（Ｖｉ　／Ｌ）　ｔ　＋
　ｉ　１ＧＧ継続時間−ＴＧ　＝−Ｌ−ｉ　１００　／
Ｖｉ最終値・・・ｉ　ＩＣＩ　−０、ＶＣＧＩ　−０全
周期 周期・・・Ｔ−ＴＡ　＋ＴＢ　十ＴＥ　＋ＴＨ＋ＴＧ平
均出力電流・・・Ｉ　ＯＡＶ　−（ＴＥ　／Ｔ）［−ｉ
　１Ｅ　　Ｏ−（ＶｏＩ／　　２Ｌ）　　・ＴＥ　］出
出力力−ＰＯ−ＶｏＩ−Ｉ　ＯＡＶ 続いて、状態が連続して遷移するための条件について説
明する。

■状態２−状態３に遷移できる条件 状態２の最終では、コンデンサ電圧ＶｃがＶｉ−Ｖｏｔ
まで振り上げられなければならない。このための条件は
、ＴＢを表わす式が成立つために、２　　／ Ｖｉ　　＋、ｉ　１８０　・ＺＢ　）　２ａ　ＶｏＩ、
°、ｉ　ＩＢＯａ　　　（ＶｏＩ　　−Ｖｉ　２／ＺＢ
上式に状態１の最終値を代入すると、所要条件が次式で
表わされる。

この式は、状態１での継続時間（いいかえると、スイッ
チング素子のオン時間幅）に下限があることを示す。

■状Ｂ４＝状！！５に遷移できる条件 状態４の最終では、コンデンサ電圧Ｖｃが０まで低下し
なければならない。このための条件は、継続時間ＴＨが
存在することであり、Ｔ）Ｉの式から次のとおり表わＴ
ことができる。

１Ｖｏ１１ａＶｉ このＶｏＩは、トランスの一次側に換算した二次電圧ｖ
Ｏを示す。

状態４−状態５に遷移することによって、状態５でのコ
ンデンサ電圧Ｖｃがゼロに保たれるので、次に状態１に
戻ったときスイッチング素子Ｓをゼロ電圧でターンオン
することができる。これにより、ターンオンロスがゼロ
になる。

第４図は、スイッチング素子Ｓの状態１のオン時間幅Ｔ
Ａと出力電力ＰＯとの関係を示すものである。

同図から分る通り、状Ｂ１のオン時間幅ＴＡには、入力
電圧Ｖｉに応じて下限値がある。

従って、その下限値よりも小さなオン時間幅を許すよう
な制御を行うと、共振状態をはずれてしまう。このため
、負荷や入力端子が変化するような過渡状態が発生する
と、スイッチング素子Ｓの応答の悪化およびスイッチン
グ損失を生じたりするような不都合な状態が起こる。

第５図は、オン時間幅ＴＡの下限を制限する回路を組込
んだパルス幅制御回路を示すものである。

同図において、Ｖｉは入力電源、Ｓはスイッチング素子
、ＴＲＰはトランス、ＲＥＣＴは第７図のＤ２に相当す
る整流回路、ＦＩＬＴは第７図のＣＰに相当する平滑回
路、ｖｏは出力電圧、ＥＡは基準電圧ＶＲＥＦと出力電
圧Ｖｏとを入力する誤差増幅器、ＶＡはアンプＥ＾の出
力電圧、ＰＣはホトダイオードＰＣ−Ｄの電流をホトト
ランジスタＰＣ−Ｔの電流に変換するホトカプラ、ＲＭ
はＰＣ−Ｔの電流に比例した制御電圧ＶＭを生ずる抵抗
、ＣＭＰはスイッチング素子Ｓの端子間電圧がゼロにな
ったときトリガパルスを出力するコンパレータ、ＭＭは
コンパレータＣＭＰからのトリガ信号の時刻に制御電圧
ＶＭに比例した時間幅をもつパルスＴＡを出力するモノ
ステープルマルチパイプレータ、ＤはＭＭの出力パルス
ＴＡを増幅し、スイッチング素子Ｓを駆動するドライバ
、Ａは別図のための参照点、Ｒ＾、ＲＢは入力電圧Ｖｉ
を分割した電圧ｋＶｉを得るための抵抗、ＩＡは入力電
圧ｋＶＩを受けて出力にＫｌ−ｋＶｉ　　（Ｋｌは定数
）なる反転出力電圧を生ずる反転増幅器、Ｒｅは反転増
幅器ＩＡの出力電圧を電流に変換するための抵抗をそれ
ぞれ示している。

そして、入力電圧はスイッチング素子Ｓによってスイッ
チングされた後、トランスＴＲＦを介して二次側に電力
として送られる。二次側では整流回路ＲＥＣＴ、平滑回
路ＰＩＬＴを通って、直流の出力電圧ｖＯに変換される
。出力電圧ｖＯは誤差増幅器ＥＡにて基準電圧Ｖ　ＲＥ
Ｐと比較され、その差は増幅されて出力電圧Ｖ＾となる
。出力電圧ｖＯが高くなるとＶ＾が上がるため、ホトカ
プラＰＣ内のホトダイオードＰＣ−Ｄを流れる電流が低
下する。

これによって、ホトトランジスタＰＣ−Ｔのエミッタ電
流が減少し、電圧検出抵抗ＲＭでの電圧ＶＭが下がる。

電圧ＶＭはモノステーブルマルチバイブレータＭＭに入
力され、マルチバイブレータＨの出力にパルス幅ＴＡの
パルスを生ずる。このパルス幅ＴＡはＶＭが下がると狭
くなる。このパルスの発生時刻はスイッチング素子Ｓの
端子間電圧がゼロになった時刻と同時である。このため
に、スイッチング素子Ｓの端子間電圧をコンパレータＣ
ＭＰが検出し、トリガ信号をモノステーブルマルチバイ
ブレータＭＭに入力する。

オン時間幅Ｔ＾の下限を設定する回路は、第５図の抵抗
ＲＡ、ＲＢによって構成される。

つまり、入力電圧Ｖｉに応じ分圧抵抗ＲＡ、ＲＢ　ニよ
ッテ、ＲＢ（７）両端間１：に−Ｖｉ　　（ｋ−ＲＢ／
（Ｒ＾＋ＲＢ））の電圧を生ずる。この電圧は反転増幅
器ＩＡに入力され、その出力電圧として、Ｋｌ−に−Ｖ
ｉなる反転した電圧（Ｋ１は定数）を得る。この電圧を
抵抗Ｒｅを介してモノステーブルマルチバイブレータＭ
Ｍの入力側抵抗ＲＭに流れる電流に変換する。

従って、抵抗ＲＭの端子電圧ＶＭは、入力電圧Ｖ１によ
って修正され、Ｖｉが高くなると、ＶＭを低くする。こ
のため、Ｋｆを適、切に選ぶことにより、Ｖｔに応じて
ＴＡを ＴＡ　−ＴＡＧ−ＫＡ　−Ｖｉ となる形に制御することができる。

ここで、ＫＡは定数、ＴＡ０はＰＣ−Ｔのエミッタ電流
によって決まる。

このようにして、ｖｌに応じてＴＡの最小値を変化させ
ることができ、これによって共振状態を維持することが
できる。

第６図は、第５図のコンパレータＣＭＰへの入力信号の
詳細を示すものである。

同図において、ＲＤ、ＲＥは入力電圧を分割した電圧に
１　・Ｖｉ（ｋｌは比例定数）を得る分圧抵抗、ＮＤは
巻線Ｎ１の端子間電圧が入力電圧Ｖ１に等しくなったと
きに、端子電圧ＶＮＤ−ｋ。

ｖｌとなるように、Ｎ１　：ＮＤの巻線比が定められた
トランスＴＲＰの電圧検出用巻線、ＣＭＰ−１、−２は
コンパレータＣＭＰの入力端子をそれぞれ示している。

なお、入力端子ＣＭＰ−１、−２間には入力端子ＶＣＭ
Ｐ−に、　−Ｖｉ−ＶＮＤカ人力サレすＶＣＭＰ−０と
なると出力端Ａ点にトリガ信号を送出する。

そして、入力電圧Ｖｉを抵抗ＲＤ、ＲＥで分割してに１
・Ｖ　Ｉ　ＪＡる電圧を得る。スイッチング素子Ｓがオ
ン状態のとき、トランスＴＲＦの一次巻線Ｎ１に電圧Ｖ
Ｓが印加される。この電圧Ｖｓは巻数比Ｎ　Ｄ　／　Ｎ
　１によって入力電圧検出用巻線ＮＤにＶＮＤ−（ＮＤ
　／Ｎ１　）Ｖｓとして変換される。

この電圧を抵抗で分割した電圧と逆極性に加えてコンパ
レータＣＭＰの入力端子ＣＭＰ−１に入力する。

もう一方の入力端子ＣＭＰ−２はゼロレベルに保つ。

スイッチング索子Ｓの端子間電圧がゼロになったときは
、Ｖｓ−Ｖｉとなる。

従って、ＮＤ／Ｎ１−に１になるように、ＲＤ。

ＲＥ、ＮＤを設定しておけば、入力端子ＣＭＰ−１の電
圧−０のときに、スイッチング素子Ｓに印加される電圧
がゼロになる。

ここまでの説明は、スイッチング素子Ｓのオン時間幅Ｔ
Ａの下限を設定するための制御回路に関するものである
。

続いて、共振状態を維持するために、状態４−５に遷移
できる条件を考える。

上述したように、一次換算入力電圧ｖｏｌと入力電圧ｖ
１とに関して、次の条件が戒立つ。

ＩＶｏＩＩ；ｉ！Ｖｉ この条件を維持するためには、次のようにする。

Ｉ　Ｖｏｌｔ　＝　（Ｎｌ　／Ｎ２　）　ＶＱ、’、　
Ｎ　１／　Ｎ　２　≧Ｉ　Ｖ　Ｉ　／　Ｖ　。

トランスＴＲＦの一次巻線と二次巻線との巻数比Ｎ１／
Ｎ２を上式のように定めると、共振状態を維持できるこ
とになる。Ｖｉは入力電圧変化がある場合、入力電圧の
最高値Ｖ１ｍａｘをとることもできる。

以上を要するに、状Ｈ２→状態３へ遷移できる条件を満
たすために、第５図に示したＴＡの下限設定回路を実施
する。

状態４−状態５へ遷移できる条件を満たすためには、ト
ランスＴＲＰの一次巻回数と二次巻回数の比を Ｎ１／Ｎ２　＆　（Ｖｉ　／Ｖｏ） とする。

これらの条件は、同時に実施してもよく、また、いずれ
か一方だけを実施してもよい。ただし、後者の場合、一
部の動作が共振状態を外れることになるが、これが許容
される場合には後者の方法でよい。

このように、本実施例では、トランスの巻数比を１Ｖｏ
１ｌａＶｉとなるように設定し、またスイッチング素子
のオン時間幅ＴＡを入力電圧Ｖｉに応じた下限値以下に
ならないようにしたので、人、力電圧や負荷電力の変化
が大きくなってもスイッチング素子をゼロ電圧で動作さ
せることができる。

［発明の効果コ 以上説明したように、本発明の共振形コンバータは、入
力電圧や負荷電力の変化が大きくなってもスイッチング
素子をゼロ電圧で動作させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第７図の共振形コンバータの等価回路を示す回
路図、第２図は第１図のスイッチング素子やダイオード
のオン／オフ状態の組合わせによる変化の流れを状態１
〜状態５として示す回路図、第３図は第２図の各状態１
〜５におけるインダクタンス電流およびコンデンサ電圧
を示す図、第４図は第１図のスイッチング素子のオン時
間幅と出力電力との関係を示す図、第５図はスイッチン
グ素子のオン時間幅の下限を制限する回路を組込んだパ
ルス幅制御回路を示す回路図、第６図は第５図のコンパ
レータへの人力信号の詳細を示す回路図、第７図は従来
の共振形コンバータを示す回路図である。 Ｖｉ・・・入力電源、Ｓ・・・スイッチング素子、ＴＲ
Ｉ’・・・トランス、Ｎ１・・・一次側巻線、Ｎ２・・
・二次側巻線、Ｃ・・・共振コンデンサ、Ｄｌ・・・ク
ランプダイオード、Ｄｌ・・・整流ダイオード、ＣＦ・
・・平滑コンデンサ、ＲＥＣＴ・・・整流回路、ＦＩＬ
Ｔ・・・平滑回路、ＥＡ・・・誤差増幅器、ＰＣ・・・
ホトカプラ、ＣＭＰ・・・コンパレータ、ＭＭ・・・モ
ノステーブルマルチバイブレータ、Ｄ・・・ドライバ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電圧を断続するスイッチング素子と、このス
   イッチング素子に並列に接続され、このスイッチング素
   子のオン／オフ時にこの端子間電圧を零に保つ共振回路
   と、 一次巻線および二次巻線を有し、これら巻線の巻数比が
   入力電圧をＶｉとし、二次出力電圧Ｖｏの一次側換算値
   をＶ０１としとき、｜Ｖ０１｜≧Ｖｉなる条件を満し、
   前記スイッチング素子によって断続された電圧を変圧す
   る変圧手段と、 この変圧手段によって変圧された電圧を平滑して出力す
   る平滑手段と を具備することを特徴とする共振形コンバータ。
2. （２）入力電圧を断続するスイッチング素子と、このス
   イッチング素子に並列に接続され、このスイッチング素
   子のオン／オフ時にこの端子間電圧を零に保つ共振回路
   と、 入力電圧をＶｉとし、二次出力電圧Ｖｏの一次側換算値
   をＶ０１とし、入力電圧Ｖｉに対応した許容される前記
   スイッチング素子のオン時間幅の下限値をＴＡとしたと
   き、 ＴＡ＝√（（Ｖ０１／Ｖｉ）＾２）−１／ωＢの値以上
   で前記スイッチング素子が動作をするように制御するパ
   ルス幅制御回路と、 一次巻線および二次巻線を有し、前記スイッチング素子
   によって断続された電圧を変圧する変圧手段と、 この変圧手段によって変圧された電圧を平滑して出力す
   る平滑手段と を具備することを特徴とする共振形コンバータ。