JPH0389850A - Power source - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電子写真方式のプリンタ、複写機の現像バイ
アス等の電源として用いて好適な電源装置に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power supply device suitable for use as a power supply for a developing bias of an electrophotographic printer, a copying machine, and the like.
従来、現像バイアス用電源は、低周波交流出力用の昇圧
トランスと、該トランスに結合されて、前記交流出力に
直流電圧を重畳するためのDC−DCインバータにより
構成されることが多かった。Conventionally, a power source for developing bias has often been constructed of a step-up transformer for low-frequency AC output, and a DC-DC inverter coupled to the transformer for superimposing a DC voltage on the AC output.
しかしながら従来例では、低周波交流用の昇圧トランス
が大型になること又可聴帯域であるため雑音を発し、こ
れを小さくすることが非常に難しい事、更に出力のデユ
ーティ比を50%より大幅に変えようとしてもトランス
の偏磁のため不可能である等の問題を有していた。However, in the conventional example, the step-up transformer for low-frequency AC is large, it generates noise because it is in the audible range, and it is very difficult to reduce this noise, and the output duty ratio has to be changed significantly beyond 50%. However, there were problems such as it being impossible due to the biased magnetization of the transformer.
又、負荷が容量負荷で急速充電が難しいため、パルスの
立上りスピードを上げることができなかった。Furthermore, since the load is a capacitive load and rapid charging is difficult, it is not possible to increase the pulse rise speed.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、小
型でパルスの立上りスピードが大きいがオーバシュート
、リップルの小さい電源装置を提供することを目的とす
るものである。The present invention has been made in view of the above circumstances, and it is an object of the present invention to provide a power supply device that is small in size and has a high pulse rise speed, but has low overshoot and ripple.
〔3題を解決するための手段〕
本発明は、前記目的を達成するため、高圧矩形波電源装
置をつぎの(1)〜(4)のとおりに構成するものであ
る。[Means for Solving the Three Problems] In order to achieve the above object, the present invention configures a high voltage rectangular wave power supply device as shown in (1) to (4) below.
(1)低周波の信号で振幅変調された大振幅の高周波に
よりコンバータトランスの1次側を駆動し、該コンバー
タトランスの2次側出力を整流ダイオードで整流して高
圧出力を得る電源装置であって、
該高圧出力の電圧レベルを検出して所定値と比較し、該
電圧レベルの方が該所定値より高くなったときそれ以降
の前記高周波による前記コンバータトランス1次側の駆
動を停止させ、該電圧レベルの方が該所定値より低くな
ったとき、それ以降の該高周波による該コンバータトラ
ンス1次側の駆動を開始させると共に、該高周波の周期
より大きく前記低周波の周期より十分小さい所定の時間
だけ遅れてその駆動量を増大させる制御手段を備えた電
源装置。(1) A power supply device that drives the primary side of a converter transformer with a large-amplitude high-frequency wave amplitude-modulated with a low-frequency signal, and rectifies the secondary side output of the converter transformer with a rectifier diode to obtain a high-voltage output. detecting the voltage level of the high-voltage output and comparing it with a predetermined value, and when the voltage level becomes higher than the predetermined value, stopping the subsequent driving of the primary side of the converter transformer by the high frequency; When the voltage level becomes lower than the predetermined value, the primary side of the converter transformer is started to be driven by the high frequency thereafter, and a predetermined voltage level larger than the period of the high frequency and sufficiently smaller than the period of the low frequency is started. A power supply device equipped with a control means that increases its drive amount with a time delay.
(2)低周波の信号で振幅変調された大振幅の高周波に
よりコンバータトランスの1次側を駆動し、該コンバー
タトランスの2次側出力を整流ダイオードで整流して高
圧出力を得る電源装置であって、
該高圧出力の電圧レベルを検出して、第2の所定値及び
それより少し高レベルの第1の所定値と比較し、前記電
圧レベルが第1の所定値と第2の所定値の間にあるとき
は、前記高周波による前記コンバータトランス1次側駆
動の際の駆動量を前記電圧レベルが第2の所定値に達し
ないときの駆動量より減少させ、前記電圧レベルが第1
の所定値より高くなったときそれ以降の前記高周波によ
る前記コンバータトランス1次側の駆動を停止させる制
御手段を備えた電源装置。(2) A power supply device that drives the primary side of a converter transformer with a large-amplitude high-frequency wave amplitude-modulated with a low-frequency signal, and rectifies the secondary side output of the converter transformer with a rectifier diode to obtain a high-voltage output. detecting the voltage level of the high voltage output and comparing it with a second predetermined value and a first predetermined value that is a little higher level than the second predetermined value; If the voltage level is between the first and second predetermined values, the driving amount when the converter transformer primary side is driven by the high frequency is reduced from the driving amount when the voltage level does not reach the second predetermined value,
A power supply device comprising a control means for stopping the subsequent driving of the primary side of the converter transformer by the high frequency when the voltage becomes higher than a predetermined value.
(3)前記(1)又は(2)記載の電源装置において、
整流ダイオードの出力側に、低周波の信号の低レベル期
間中該出力側を接地する接地手段を設けると共に、直流
バイアス重量回路とローパスフィルタとを設けた現像バ
イアス用の電源装置。(3) In the power supply device described in (1) or (2) above,
A power supply device for developing bias, which is provided with grounding means for grounding the output side during a low level period of a low-frequency signal on the output side of a rectifier diode, and is also provided with a DC bias weight circuit and a low-pass filter.
(4)前記(3)においてローパスフィルタは、現像ス
リーブ、感光体間の空間容量と一体に構成された現像バ
イアス用の電源装置。(4) In the above (3), the low-pass filter is a power supply device for a developing bias configured integrally with the developing sleeve and the space capacitance between the photoreceptor.
(作用〕
前記(1)〜(4)の構成によれば、コンバータトラン
スは大振幅の高周波で駆動され、高圧出力の立上りの駆
動量は高圧出力の高電圧レベルにおける駆動量より大き
くなるように制御される。(Function) According to the configurations (1) to (4) above, the converter transformer is driven at a high frequency with a large amplitude, and the amount of drive at the rise of the high voltage output is larger than the amount of drive at the high voltage level of the high voltage output. controlled.
以下本発明を実施例にもとづいて詳しく説明する。 The present invention will be explained in detail below based on examples.
(本発明の基礎となる回路図)
′!J5図は本発明の基礎となる回路図であり、第6図
はその各部の電圧波形を示す。発振回路1の出力は、第
6図(a)に示すように、繰返し周波数1800Hz、
デユーティ20%の低周波の矩形波である。発振回路2
の出力は、繰り返し周波数50にHz、デユーティ50
%の高周波の矩形波である。変調回路3は、第6図(b
)に示すように発振回路2の出力を発振回路1の出力で
100%の振幅変調を行う。コンバータトランスT、は
、高周波駆動のため十分小型にすることが可能である。(Circuit diagram that is the basis of the present invention) ′! Figure J5 is a circuit diagram that is the basis of the present invention, and Figure 6 shows voltage waveforms at various parts thereof. As shown in FIG. 6(a), the output of the oscillation circuit 1 has a repetition frequency of 1800 Hz,
It is a low frequency rectangular wave with a duty of 20%. Oscillation circuit 2
The output has a repetition frequency of 50 Hz and a duty of 50
% high frequency rectangular wave. The modulation circuit 3 is shown in FIG.
), the output of the oscillation circuit 2 is subjected to 100% amplitude modulation with the output of the oscillation circuit 1. The converter transformer T can be made sufficiently small because it is driven at a high frequency.
スイッチ回路(接地手段)4は発振回路1の出力の低レ
ベルのタイミングで閉じられる。同時にこのタイミング
でコンバータトランスT、の駆動用のスイッチングトラ
ンジスタQ1は、遮断状態に保たれる。スイッチングト
ランジスタQ1が、50にHzで駆動している状態で、
整流ダイオードD1のカソードには、+vIが得られ、
クランプ用コンデンサC1で平滑されるために、スイッ
チ回路4部の出力は、第6図(c)に示すようになる。The switch circuit (grounding means) 4 is closed at the timing when the output of the oscillation circuit 1 is at a low level. At the same time, the switching transistor Q1 for driving the converter transformer T is kept in a cut-off state. With the switching transistor Q1 being driven at 50 Hz,
+vI is obtained at the cathode of the rectifier diode D1,
Since it is smoothed by the clamping capacitor C1, the output of the switch circuit 4 becomes as shown in FIG. 6(c).
ここで得られた出力は、クランプ用コンデンサC1で出
力端子P1に接続されるが、クンブダイオードD2が正
方向のピーク時に導通して−vEなるクランプ電源5に
クランプされるため、出力端子P1には、第6図(d)
に示すような出力振幅v1.正方向のピーク値−v8の
出力が得られる。The output obtained here is connected to the output terminal P1 by the clamping capacitor C1, but since the Kumbh diode D2 conducts at the peak in the positive direction and is clamped to the clamp power supply 5 which becomes -vE, the output is connected to the output terminal P1. is shown in Figure 6(d).
The output amplitude v1. An output of the positive direction peak value -v8 is obtained.
しかしながら、第5図の電源では次の問題を有する。出
力端子P1を介して接続される現像ローラは、対向する
ドラム面との間の容量を大部分とする容量負荷であるた
め、出力波形は第7図に示すように立上りが鈍ってしま
う。However, the power supply shown in FIG. 5 has the following problem. Since the developing roller connected via the output terminal P1 is a capacitive load whose main part is the capacitance between the developing roller and the opposing drum surface, the output waveform has a slow rise as shown in FIG.
本発明は、この問題を克服するために負荷容量の充電電
圧即ち、整流出力の飽和値を高くして出力の立上りを速
くし、出力が所定レベルに達した時、コンバータトラン
スT、の1次側への給電を遮断する。In order to overcome this problem, the present invention increases the charging voltage of the load capacitor, that is, the saturation value of the rectified output, to make the output rise faster, and when the output reaches a predetermined level, the primary Cut off the power supply to the side.
(第1実施例)
第1図は本発明の第1実施例である“高圧矩形波電源装
置”の回路図、第2図はその各部の電圧波形図である。(First Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram of a "high voltage rectangular wave power supply device" which is a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a voltage waveform diagram of each part thereof.
本実施例の基本的構成は、第5図と同様であるが、コン
バータトランスT、の駆動源は、PWM(pulse
width n+odulation)回路43となっ
ていて、この回路はコンパレータ6の出力によりフィー
ドバック制御される。PWM回路43の出力は、繰り返
し周波数f2 :50に+lzの高周波で、その出力振
幅は、整流出力Voの飽和値v0が所定値V、より充分
大きくなるよう“大振幅”に選定される(本発明では“
大振幅”をこの意味で用いている)。The basic configuration of this embodiment is the same as that shown in FIG. 5, but the drive source of the converter transformer T is PWM (pulse
(width n+odulation) circuit 43, and this circuit is feedback-controlled by the output of the comparator 6. The output of the PWM circuit 43 is a high frequency of +lz with a repetition frequency f2:50, and its output amplitude is selected to be "large amplitude" so that the saturation value v0 of the rectified output Vo is sufficiently larger than the predetermined value V (this In invention “
"large amplitude" is used in this sense).
発振回路1は第5図と同様で繰り返し周波数f、: 1
B00Hz、デユーティ20%の低周波の矩形波を出力
する。PWM回路43からの大振幅の高周波は、トラン
ジスタQ3を発振回路1からの矩形波でオン、オフする
ことにより、100%振幅変調されてトランジスタQ1
のベースに供給され、コンバータトランスT、の1次側
を駆動する。コンパレータ6の基準電圧は、整流voが
所定値V1になるように選定され、遅延回路41は、P
WM回路43の高周波の周期より大きく発振回路lの低
周波の周期より十分小さい所定の時間1.だけコンパレ
ータ6の出力を遅延させるように選定される。The oscillation circuit 1 is similar to that shown in FIG. 5, and has a repetition frequency f: 1
Outputs a low frequency rectangular wave of B00Hz and a duty of 20%. The large-amplitude high frequency from the PWM circuit 43 is 100% amplitude-modulated by turning on and off the transistor Q3 with the rectangular wave from the oscillation circuit 1, and is then transmitted to the transistor Q1.
is supplied to the base of converter transformer T, and drives the primary side of converter transformer T. The reference voltage of the comparator 6 is selected so that the rectification vo becomes a predetermined value V1, and the delay circuit 41
A predetermined time that is larger than the high frequency period of the WM circuit 43 and sufficiently smaller than the low frequency period of the oscillation circuit 1.1. is selected to delay the output of comparator 6 by .
整流出力V。は、抵抗R41,R42で所定比に分圧さ
れ、コンパレータ6に人力され、入力端子P2に入力さ
れた基準電圧と比較される。整流出力v0が所定値V、
に(第2図参照)に達すると、コンパレータ6の出力は
低レベルから高レベルに反転する。該出力に依ってダイ
オードD41が導通し、トランジスタQ3を導通させ、
トランジスタQ1のベースを零電位にし、トランジスタ
Q1を遮断させ、それ以降のコンバータトランスT、の
駆動を停止させる。整流出力voが所定値v1以下にな
ると、コンパレータ6の出力は、高レベルから低レベル
に反転し、PMW回路43によるコンバータトランスT
1駆動が開始され、整流出力v0が上昇し、コンパレー
タ6の出力が反転しコンバータトランスT1の駆動が停
止する。Rectified output V. is voltage-divided to a predetermined ratio by resistors R41 and R42, input to the comparator 6, and compared with the reference voltage input to the input terminal P2. The rectified output v0 is a predetermined value V,
(see FIG. 2), the output of the comparator 6 is inverted from low level to high level. The output causes diode D41 to conduct, causing transistor Q3 to conduct;
The base of the transistor Q1 is brought to zero potential, the transistor Q1 is cut off, and the subsequent driving of the converter transformer T is stopped. When the rectified output vo becomes less than the predetermined value v1, the output of the comparator 6 is inverted from high level to low level, and the converter transformer T by the PMW circuit 43 is inverted.
1 drive is started, the rectified output v0 rises, the output of the comparator 6 is inverted, and the drive of the converter transformer T1 is stopped.
この繰り返しで整流出力V。は所定値V、に制御される
。整流出力の飽和値v0は、前述のように所定vIより
十分大きく選定されているので、第2図(a)に示すよ
うに整流出力voの立上りは著しく改善される。整流出
力Voのオーバーシュート及びリップルを少なくするた
めにコンパレータ6は十分高速でなければならない。第
1図のC41は負荷容量即ち現像ローラの容量である。By repeating this, the rectified output V. is controlled to a predetermined value V. Since the saturation value v0 of the rectified output is selected to be sufficiently larger than the predetermined value vI as described above, the rise of the rectified output vo is significantly improved as shown in FIG. 2(a). The comparator 6 must be fast enough to reduce overshoot and ripple on the rectified output Vo. C41 in FIG. 1 is the load capacity, that is, the capacity of the developing roller.
コンパレータ6の出力の1部は、遅延回路41を介して
トランジスタQ41に供給されており、所定の時間1.
だけ遅れてトランジスタQ41を導通させる。42はオ
ペアンプを用いたボルテージフォロワで、トランジスタ
Q41が遮断されている時の出力は、
となる。該出力は、PWM回路43に入力され、電圧(
1)に応じたパルス幅でトランジスタQ3.Qlを駆動
する。トランジスタQ41が導通すると、ボルテージフ
ォロア42の出力はとなる。このため、PWM回路43
の出力はパルス幅が小さくなり、再度、コンパレータ6
の出力が反転しても遅延時間t、の間はPWM回路43
の出力のパルス幅が小さいままなので負荷容量C41の
充電速度は遅くなり、出力のリップルは小さい(第2図
参照)。出力が立下ると、遅延時間1.後にPWM回路
43の出力のパルス幅が大きくなるので、次の出力の立
上りの際コンバータトランス1次側の駆動量(通電量)
が増大し、立上りは速い。A part of the output of the comparator 6 is supplied to the transistor Q41 via the delay circuit 41, and is supplied to the transistor Q41 for a predetermined period of time 1.
The transistor Q41 is made conductive after a delay of .times. 42 is a voltage follower using an operational amplifier, and the output when transistor Q41 is cut off is as follows. The output is input to the PWM circuit 43, and the voltage (
1) with a pulse width corresponding to transistor Q3. Drive Ql. When transistor Q41 becomes conductive, the output of voltage follower 42 becomes. For this reason, the PWM circuit 43
The pulse width of the output becomes smaller, and comparator 6
Even if the output of the PWM circuit 43 is inverted, during the delay time t,
Since the pulse width of the output remains small, the charging speed of the load capacitor C41 becomes slow and the output ripple is small (see FIG. 2). When the output falls, the delay time 1. Later, the pulse width of the output of the PWM circuit 43 becomes larger, so when the next output rises, the amount of drive (amount of current) on the primary side of the converter transformer increases.
increases and rises quickly.
(第2実施例)
第3図は、遅延回路31を設ける代りに、整流出力v0
が最終レベルV+(第1の所定値)に到達する直前のレ
ベルV2(第2の所定値)に達したとき、コンバータト
ランス1次側の駆動量(通’allを減じて、C41の
充電速度を遅くする本発明の第2実施例を示す。コンパ
レータ6は、第1実施例と全く同じように最終レベルv
1を検出しコンバータトランスT、の1次側通電を完全
に遮断する。コンパレータ61は、vlよりわずかに低
く設定されたレベルv2で動作して、トランジスタQ4
1を導通にして、コンバータトランス1次側駆動量(通
電量ンを減じてC41の充電速度を遅くする。(Second Embodiment) In FIG. 3, instead of providing the delay circuit 31, a rectified output v0
reaches the level V2 (second predetermined value) immediately before reaching the final level V+ (first predetermined value), the driving amount (all) on the primary side of the converter transformer is reduced to increase the charging speed of C41. A second embodiment of the invention is shown in which the comparator 6 slows down the final level v, just as in the first embodiment.
1 is detected and the primary side energization of the converter transformer T is completely cut off. Comparator 61 operates at a level v2 set slightly lower than vl, and transistor Q4
1 is made conductive, and the converter transformer primary side driving amount (energization amount) is reduced to slow down the charging speed of C41.
よって、整流出力v0が第2の所定値v2に達した後は
充電速度が遅く出力の立上りのオーバシュートが小さく
なる。コンパレータ6が最終レベルvIの近くを上下し
ている間は充電速度が遅いのでリップルが小さい(第2
図(a)参照ン 。Therefore, after the rectified output v0 reaches the second predetermined value v2, the charging speed is slow and the overshoot of the output rise is small. While the comparator 6 is fluctuating near the final level vI, the charging speed is slow and the ripple is small (second
See figure (a).
(第3実施例)
第4図は、第2実施例の整流出力V0を直流重畳回路及
びローパスフィルタ72を介して現像スリーブへ給電す
る本発明の第3実施例を示す。整流ダイオードD71.
平滑コンデンサC71,オペアンプ71.高耐圧トラン
ジスタQ71等で直流バイアス回路が構成される。コン
バータトランスT、の2次側出力の1部は、抵抗R74
を介して直流バイアウス回路へ給電される。ダイオード
D71の整流出力は抵抗R71,R72の分圧回路でオ
ペアンプ71へ入力されて、端子P4に入力された基準
電圧と比較され、高耐圧トランジスタQ71のコレクタ
電流制御を行い直流バイアス回路の電圧は基準電圧の所
定倍に安定化される。(Third Embodiment) FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention in which the rectified output V0 of the second embodiment is supplied to the developing sleeve via a DC superimposition circuit and a low-pass filter 72. Rectifier diode D71.
Smoothing capacitor C71, operational amplifier 71. A DC bias circuit is configured by the high voltage transistor Q71 and the like. A part of the secondary output of the converter transformer T is connected to a resistor R74.
Power is supplied to the DC bias circuit via. The rectified output of the diode D71 is input to the operational amplifier 71 through a voltage dividing circuit of resistors R71 and R72, and is compared with the reference voltage input to the terminal P4, and the collector current of the high voltage transistor Q71 is controlled, and the voltage of the DC bias circuit is The voltage is stabilized at a predetermined times the reference voltage.
交流出力v0は、コンデンサC1と抵抗R73によって
ダイオードD71の整流出力即ち直流バイアスと重畳さ
れる。重畳出力は72のインピーダンス素子と負荷容j
lc41によって構成されるローパスフィルタによって
PWM回路43の高周波のリップル分が除去される。素
子72としては、所定の値のチョークコイルもしくは抵
抗器が用いられる。本実施例では、振幅安定化された出
力の1部を整流してクランプ用電源を得ているため、ク
ランプ電源そのものも安定化される。故に振幅と、直流
レベルの双方共安定な出力が容易に得られることになる
。なお、第2実施例で説明したように、整流出力v0の
オーバシュート、リップルが小さいので、高耐圧トラン
ジスタQ71にコレクタ電圧規格の低いものを選ぶこと
ができる。The AC output v0 is superimposed on the rectified output of the diode D71, that is, the DC bias, by the capacitor C1 and the resistor R73. The superimposed output consists of 72 impedance elements and load capacity j
The high frequency ripple of the PWM circuit 43 is removed by the low pass filter configured by the lc 41. As the element 72, a choke coil or a resistor with a predetermined value is used. In this embodiment, since a part of the amplitude-stabilized output is rectified to obtain the clamp power supply, the clamp power supply itself is also stabilized. Therefore, an output with stable amplitude and DC level can be easily obtained. As explained in the second embodiment, since the overshoot and ripple of the rectified output v0 are small, a transistor with a low collector voltage standard can be selected as the high voltage transistor Q71.
以上説明したように、本発明によれば、つぎの(り〜(
6)の効果が得られる。As explained above, according to the present invention, the following (ri~(
6) effect can be obtained.
(1)低周波トランスを用いないため、大幅な小型化、
コストダウンがはかられ信頼性も上昇する。(1) Significant miniaturization as no low frequency transformer is used;
Costs are reduced and reliability is increased.
(2)低周波トランスを用いないため、可聴ノイズを完
全に無くすことができる。(2) Since no low frequency transformer is used, audible noise can be completely eliminated.
(3)従来不可能であった50%以外の交流出力のデユ
ーティ比を自由に設定可能、且つデユーティを可変する
ことも容易である。(3) It is possible to freely set the duty ratio of the AC output other than 50%, which was previously impossible, and it is also easy to vary the duty.
(4)交流出力の立上り速度の著しい改善が得られ、現
像の効率を増し、濃度アップ、濃度安定化につながる。(4) A remarkable improvement in the rise speed of AC output is obtained, which increases the efficiency of development, leading to increased density and stabilization of density.
(5)出力の振幅を高精度に安定化できる。(5) The output amplitude can be stabilized with high precision.
(6)オーバーシュート、高周波リップルを小さくする
ことができる。(6) Overshoot and high frequency ripple can be reduced.
第1図は本発明の第1実施例の回路図、第2図は同実施
例の各部の電圧波形図、第3図は本発明の第2実施例の
回路図、第4図は本発明の第3実施例の回路図、第5図
は本発明の基礎となる回路図、第6図は第5図の回路図
の各部の電圧波形図、第7図は第5図の回路の出力波形
図である。
1−・−発振回路
6.61−−−コンパレータ
41−−−−−−遅延回路
43−−PWM回路Fig. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, Fig. 2 is a voltage waveform diagram of each part of the same embodiment, Fig. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention, and Fig. 4 is a circuit diagram of the present invention. FIG. 5 is a circuit diagram of the third embodiment of the invention, FIG. 6 is a voltage waveform diagram of each part of the circuit diagram of FIG. 5, and FIG. 7 is an output of the circuit of FIG. 5. FIG. 1--Oscillation circuit 6.61--Comparator 41--Delay circuit 43--PWM circuit
Claims (4)
よりコンバータトランスの1次側を駆動し、該コンバー
タトランスの2次側出力を整流ダイオードで整流して高
圧出力を得る電源装置であって、 該高圧出力の電圧レベルを検出して所定値と比較し、該
電圧レベルの方が該所定値より高くなったときそれ以降
の前記高周波による前記コンバータトランス1次側の駆
動を停止させ、該電圧レベルの方が該所定値より低くな
ったとき、それ以降の該高周波による該コンバータトラ
ンス1次側の駆動を開始させると共に、該高周波の周期
より大きく前記低周波の周期より十分小さい所定の時間
だけ遅れてその駆動量を増大させる制御手段を備えてい
ることを特徴とする電源装置。(1) A power supply device that drives the primary side of a converter transformer with a large-amplitude high-frequency wave amplitude-modulated with a low-frequency signal, and rectifies the secondary side output of the converter transformer with a rectifier diode to obtain a high-voltage output. detecting the voltage level of the high-voltage output and comparing it with a predetermined value, and when the voltage level becomes higher than the predetermined value, stopping the subsequent driving of the primary side of the converter transformer by the high frequency; When the voltage level becomes lower than the predetermined value, the primary side of the converter transformer is started to be driven by the high frequency thereafter, and a predetermined voltage level larger than the period of the high frequency and sufficiently smaller than the period of the low frequency is started. A power supply device comprising a control means for increasing its driving amount with a time delay.
よりコンバータトランスの1次側を駆動し、該コンバー
タトランスの2次側出力を整流ダイオードで整流して高
圧出力を得る電源装置であって、 該高圧出力の電圧レベルを検出して、第2の所定値及び
それより少し高レベルの第1の所定値と比較し、前記電
圧レベルが第1の所定値と第2の所定値の間にあるとき
は、前記高周波による前記コンバータトランス1次側駆
動の際の駆動量を前記電圧レベルが第2の所定値に達し
ないときの駆動量より減少させ、前記電圧レベルが第1
の所定値より高くなったときそれ以降の前記高周波によ
る前記コンバータトランス1次側の駆動を停止させる制
御手段を備えていることを特徴とする電源装置。(2) A power supply device that drives the primary side of a converter transformer with a large-amplitude high-frequency wave amplitude-modulated with a low-frequency signal, and rectifies the secondary side output of the converter transformer with a rectifier diode to obtain a high-voltage output. detecting the voltage level of the high voltage output and comparing it with a second predetermined value and a first predetermined value that is a little higher level than the second predetermined value; If the voltage level is between the first and second predetermined values, the driving amount when the converter transformer primary side is driven by the high frequency is reduced from the driving amount when the voltage level does not reach the second predetermined value,
1. A power supply device comprising: control means for stopping the subsequent driving of the primary side of the converter transformer by the high frequency when the voltage becomes higher than a predetermined value.
整流ダイオードの出力側に、低周波の信号の低レベル期
間中該出力側を接地する接地手段を設けると共に、直流
バイアス重量回路とローパスフィルタとを設けたことを
特徴とする現像バイアス用の電源装置。(3) In the power supply device according to claim 1 or claim 2,
A power supply device for developing bias, characterized in that a grounding means is provided on the output side of a rectifier diode to ground the output side during a low level period of a low frequency signal, and a DC bias weight circuit and a low pass filter are provided. .
空間容量と一体に構成されていることを特徴とする請求
項3記載の現像バイアス用の電源装置。(4) The power supply device for developing bias according to claim 3, wherein the low-pass filter is configured integrally with the developing sleeve and the space capacitance between the photoreceptor.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22454789A JPH0389850A (en) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | Power source |
US07/414,274 US5173847A (en) | 1988-09-30 | 1989-09-29 | PWM power supply with synchronous rectifier and synchronizing oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22454789A JPH0389850A (en) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | Power source |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0389850A true JPH0389850A (en) | 1991-04-15 |
Family
ID=16815504
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22454789A Pending JPH0389850A (en) | 1988-09-30 | 1989-09-01 | Power source |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0389850A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012063714A (en) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Canon Inc | Power supply circuit and image forming apparatus including the same |
DE10110609B4 (en) * | 2001-03-06 | 2013-01-03 | Fludicon Gmbh | High Voltage Power Supply |
-
1989
- 1989-09-01 JP JP22454789A patent/JPH0389850A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10110609B4 (en) * | 2001-03-06 | 2013-01-03 | Fludicon Gmbh | High Voltage Power Supply |
JP2012063714A (en) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Canon Inc | Power supply circuit and image forming apparatus including the same |
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