JP2793836B2 - Lighting load control device - Google Patents
Lighting load control deviceInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負
荷制御装置に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a lighting load control device for dimming and lighting a lighting load at a high frequency.
［従来の技術］ 第12図は従来の照明負荷制御装置の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。商用交流電源ACは
ダイオードブリッジDBにより全波整流され、コンデンサ
C0により平滑されて、直流電源E1に変換される。この直
流電源E1には、主スイッチング素子たるトランジスタ
Q2,Q3の直列回路が並列接続され、各トランジスタQ2,Q3
にはそれぞれダイオードD1,D2が逆並列接続されてい
る。トランジスタQ2の両端には、直流成分をカットする
ための結合コンデンサCdと、負荷電流を帰還するための
電流トランスCTとを介して、負荷回路が接続されてい
る。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２、限流及び
共振用のインダクタL1、共振用のコンデンサC2、共振及
び予熱電流通電用のコンデンサC3を含むLC共振回路にて
構成されており、負荷電流は振動電流となる。この振動
電流は電流トランスCTの１次巻線を介して流れる。した
がって、電流トランスCTの２次巻線には、負荷海路に流
れる振動電流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、
この誘起電圧を抵抗R2を介してトランジスタQ2のベース
・エミッタ間に印加して、トランジスタQ2をスイッチン
グさせる。トランジスタQ3のベースには、制御回路３の
出力信号が供給されている。制御回路３においては、ト
ランジスタQ3の両端電圧を抵抗R3、R4により検出して、
トランジスタQ3の両端電圧が立ち下がってから所定時間
トランジスタQ3をオンさせるものである。[Prior Art] FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional lighting load control device. Hereinafter, the circuit configuration will be described. The commercial AC power supply AC is full-wave rectified by a diode bridge DB, and a capacitor
Is smoothed by C 0, it is converted into a DC power source E 1. The DC power source E 1, the main switching element serving transistor
A series circuit of Q 2 and Q 3 is connected in parallel, and each transistor Q 2 and Q 3
Have diodes D 1 and D 2 connected in anti-parallel, respectively. At both ends of the transistor Q 2 is, via a coupling capacitor Cd for cutting a DC component, and a current transformer CT for feeding back the load current, the load circuit is connected. The load circuit is constituted by an LC resonance circuit including an illumination load 2 composed of a discharge lamp, an inductor L 1 for current limiting and resonance, a capacitor C 2 for resonance, and a capacitor C 3 for energizing resonance and preheating current. , The load current becomes an oscillating current. This oscillating current flows through the primary winding of the current transformer CT. Therefore, a voltage whose polarity changes according to the oscillating current flowing through the load seaway is induced in the secondary winding of the current transformer CT,
This induced voltage is applied between the base and emitter of the transistor Q 2 through a resistor R 2, thereby switching the transistor Q 2. The base of the transistor Q 3 are the output signal of the control circuit 3 is supplied. In the control circuit 3 detects the voltage across the transistor Q 3 by the resistor R 3, R 4,
It is intended to turn on for a predetermined time transistor Q 3 from the fall voltage across the transistor Q 3 is.
この高周波変換回路１は、直流電源E1が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC1が抵
抗R1を介して充電され、その充電電圧が２端子サイリス
タQ1のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタ
Q1がオンし、トランジスタQ3のベースに２端子サイリス
タQ1を介してベース電流を流してトランジスタQ3を最初
にオン動作させ、発振動作を開始させるものである。The high frequency conversion circuit 1, when the DC power source E 1 is turned on, and a starting circuit for starting the self-excited oscillation operation. The starting circuit capacitor C 1 is charged through the resistor R 1 when the power source is turned on, diode thyristor when the charging voltage reaches 2 breakover voltage of diode thyristor Q 1
Q 1 is turned on, first be turned on the transistor Q 3 by flowing a base current through a diode thyristor Q 1 to the base of the transistor Q 3, it is intended to start the oscillation operation.
以下、第12図回路の動作について説明する。電源を投
入すると、起動回路によりトランジスタQ3がオンとな
り、その両端電圧が“Low"レベルになる。これにより、
制御回路３がトリガーされて、その出力が“High"レベ
ルとなり、トランジスタQ3のオン状態が維持される。ト
ランジスタQ3がオンすると、ダイオードD0が導通して、
コンデンサC1は充電されなくなるので、起動回路は停止
する。このとき、電流トランスCTの２次巻線は、トラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印
加するような極性に巻かれているので、トランジスタQ2
はオフ状態を維持する。次に、調光航路４で設定された
所定時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"レベル
となり、トランジスタQ3はオフ状態になる。トランジス
タQ3がオフすると、トランジスタQ3のコレクタ電流が減
少することによりインダクタL1の残留インダクタンスは
逆の誘起電圧を発生し、インダクタL1に流れる振動電流
は同一方向に流れようとするので、ダイオードD1が導通
する。また、電流トランスCTの２次巻線が逆の誘起電圧
を発生することにより、トランジスタQ2が順バイアスさ
れて、トランジスタQ2はオン状態となる。ダイオードD1
の電流がゼロになると、コンデンサCdの蓄積電荷を電源
としてトランジスタQ2に電流が流れる。このとき、イン
ダクタL1のコアは飽和磁束にに向かって直線的に磁化さ
れる。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタ
ンスは急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジ
スタQ2のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。ト
ランジスタQ2のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達
すると、トランジスタQ2は不飽和状態となり、電流トラ
ンスCTから帰還されるベース電流が減少してトランジス
タQ2はオフする。トランジスタQ2がオフした後も、イン
ダクタL1に流れる振動電流は同一方向に流れようとする
ので、ダイオードD2が導通し、負荷回路、コンデンサC
d、直流電源E1の経路で電流が流れる。ダイオードD2が
導通すると、トランジスタQ3の両端電圧はゼロになるの
で、制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が
“High"レベルになり、トランジスタQ3は順バイアスさ
れる。ダイオードD2に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源E1より、コンデンサCd、負荷回路、トラン
ジスタQ3の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータの発振動作が継続され
る。Hereinafter, the operation of the circuit in FIG. 12 will be described. On power up, the transistor Q 3 is turned on, the voltage across becomes "Low" level by the activation circuit. This allows
The control circuit 3 is triggered, becomes its output is "High" level, the on state of the transistor Q 3 is maintained. When the transistor Q 3 is turned on, the diode D 0 becomes conductive,
The capacitor C 1 will not be charged, the starting circuit is stopped. In this case, the secondary winding of the current transformer CT, so are wound polarity such as to apply a reverse bias voltage between the base and emitter of the transistor Q 2, the transistor Q 2
Maintain the off state. Then, after the lapse of a predetermined time set by the dimmer route 4, the output of the control circuit 3 becomes the "Low" level, the transistor Q 3 are turned off. When the transistor Q 3 is turned off, since the residual inductance of the inductor L 1 by the collector current of the transistor Q 3 is reduced to generate a reverse induction voltage, the oscillating current flowing through the inductor L 1 is going to flow in the same direction, diode D 1 is conducting. Further, by the secondary winding of the current transformer CT generates a reverse induced voltage, the transistor Q 2 is forward biased, the transistor Q 2 is turned on. Diode D 1
When current is zero, a current flows through the transistor Q 2 charges accumulated in the capacitor Cd as a power source. At this time, the core of the inductor L 1 is linearly magnetized toward the saturation magnetic flux. Eventually, the core reaches saturation flux, inductance rapidly toward the direction of zero, so that the time variation of the collector current of the transistor Q 2 is infinite. The collector current of the transistor Q 2 reaches hfe times the base current, the transistor Q 2 is made an unsaturated state, the transistor Q 2 based current decreases fed back from the current transformer CT is turned off. Even after the transistor Q 2 is turned off, the oscillating current flowing through the inductor L 1 is going to flow in the same direction, the diode D 2 is conducting, the load circuit, the capacitor C
d, a current flows through a path of the DC power source E 1. When the diode D 2 is conducting, since the voltage across the transistor Q 3 are zero, the control circuit 3 is triggered, the output of the control circuit 3 is "High" level, and the transistor Q 3 are forward biased. After oscillating current flowing through the diode D 2 becomes zero, from the DC power source E 1, a capacitor Cd, a load circuit, a current flows through a path of the transistor Q 3. Hereinafter, by repeating the above operation, the oscillation operation of the inverter is continued.
調光回路４から制御回路３に供給される調光信号とし
ては、周波数が一定で、オン・デューティ（１周期に占
めるオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられ
る。調光用の可変抵抗VRを最小値と最大値の間で変化さ
せると、調光信号のオン・デューティは０％〜100％の
範囲で直線的に変化する。As the dimming signal supplied from the dimming circuit 4 to the control circuit 3, a signal having a constant frequency and a variable on-duty (the ratio of the on-time to one cycle) is used. When the dimming variable resistor VR is changed between the minimum value and the maximum value, the on-duty of the dimming signal changes linearly in the range of 0% to 100%.
第12図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デューティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御も行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よ
りなる単安定マルチバイブレータIC1を備えている。こ
の単安定マルチバイブレータIC1は、立ち下がりトリガ
ー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レベルに変化
した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レベル、出力
端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあっては、ト
ランジスタQ3の両端電圧を抵抗R3、R4の直列回路で分圧
することにより検出し、単安定マルチバイブレータIC1
のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレータ
IC1の出力端子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子
が“Low"レベルになる時間）は、抵抗R5とコンデンサ
C4の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトラン
ジスタQ4のベースに接続され、出力端子は駆動用のト
ランジスタQ5のベースに接続されている。トランジスタ
Q4のコレクタは直流電源E2の正極に、トランジスタQ5の
エミッタは直流電源E2の負極に、それぞれ接続され、ト
ランジスタQ4のエミッタとトランジスタQ5のコレクタ
は、トランジスタQ3のベースに接続されている。したが
って、単安定マルチバイブレータIC1は、トランジスタQ
3のオン期間を決めるためのタイマー回路として動作す
る。単安定マルチバイブレータIC1の時定数設定用の抵
抗R5とコンデンサC4の接続点には、ダイオードD3及び抵
抗R6介してオペアンプIC2の出力が接続されている。オ
ペアンプIC2は反転入力端子を出力端子に接続されたイ
ンピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加され
たコンデンサC5の電圧を低インピーダンス化して出力す
る。コンデンサC5には電荷放電用の抵抗R7が並列接続さ
れており、オペアンプIC3の出力電圧により充電され
る。オペアンプIC3は反転入力端子を出力端子に接続さ
れたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印
加されたコンデンサC6の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサC6は、トランジスタQ8,Q9を含む
カレントミラー回路８からの定電流により充電され、両
端に並列接続されたトランジスタQ6がオンしたときに、
電荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデン
サC6に供給される定電流は、直流電源E2からトランジス
タQ9を介して抵抗R8に流れる電流の同じとなる。トラン
ジスタQ6のベースには、直流電源E2の電圧を抵抗R10,R9
により分圧して得られた電圧により順バイアスが与えら
れる。抵抗R9の両端にはトランジスタQ7が並列接続され
ており、トランジスタQ7が調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタQ6の順バイアスは消失
し、トランジスタQ6はオフする。このとき、コンデンサ
C6はカレントミラー回路８から定電流により充電され、
その充電電圧V1は直線的に上昇する。コンデンサC6の充
電電圧V1の波形は、周波数が一定で、電圧上昇期間が調
光信号におけるオン時間幅に等しい三角波となる。した
がって、調光信号におけるオン時間幅が長くなるにつれ
て、コンデンサC6の充電電圧V1のピーク値は高くなる。
オペアンプIC2,IC3とコンデンサC5及び抵抗R7は、コン
デンサC6の充電電圧V1のピーク保持回路を構成してお
り、その出力電圧V2は、コンデンサC6の充電電圧V1のピ
ークの直流電圧となる。このため、出力電圧V2は、調光
回路４の調光信号におけるオン・デューティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R6は制御
抵抗であり、上記出力電圧V2により抵抗R5と並列的に電
流経路を形成し、出力電圧V2の上昇に応じてコンデンサ
C4の充電電流を増加させて、単安定マルチバイブレータ
IC1の時定数を小さく制御するものである。これによ
り、調光信号のオン・デューティ大きくなるにつれて、
出力電圧V2が上昇し、単安定マルチバイブレータIC1の
時定数が小さくなり、トランジスタQ3のオン期間が短く
なるので、照明負荷２の光出力は低下する。The control circuit 3 in the apparatus shown in FIG. 12 is supplied with a dimming signal having the above-described variable on-duty from the dimming circuit 4, and also performs dimming control. The control circuit 3 includes a monostable multivibrator IC 1 composed of a general-purpose integrated circuit (for example, μPD4538 manufactured by NEC Corporation). In this monostable multivibrator IC 1 , after the falling trigger input terminal B changes from “High” level to “Low” level, the output terminal Q is kept at “High” level and the output terminal is kept at “Low” level for a certain period of time. Become. In the present embodiment, it detected by dividing the voltage across the transistor Q 3 by a series circuit of a resistor R 3, R 4, monostable multivibrator IC 1
Trigger signal. Monostable multivibrator
Output terminal Q IC 1 'is "High" will level time (the time output pin is "Low" level), the resistance R 5 and a capacitor
It is determined by the time constant of C 4. Output terminal Q is connected to the base of the transistor Q 4 for driving the output terminal is connected to the base of the transistor Q 5 for driving. Transistor
The collector of Q 4 are a positive electrode of the DC power source E 2, the negative electrode of the transistor Q emitters of 5 DC power source E 2, are connected, the collector of the emitter and the transistor Q 5 of the transistor Q 4 are, the base of the transistor Q 3 It is connected. Therefore, the monostable multivibrator IC 1
It operates as a timer circuit for determining the ON period of 3 . The connection point of the resistors R 5 and capacitor C 4 for constant setting time of the monostable multivibrator IC 1, the output of the operational amplifier IC 2 via diode D 3 and resistor R 6 is connected. Operational amplifier IC 2 is an impedance converter connected to an inverting input terminal to the output terminal and outputs a voltage of the capacitor C 5, which is applied to the non-inverting input terminal and low impedance. The capacitor C 5 are connected in parallel a resistor R 7 for charge discharge is charged by the output voltage of the operational amplifier IC 3. Operational amplifier IC 3 is an impedance converter connected to an inverting input terminal to the output terminal and outputs a voltage of the capacitor C 6 which is applied to the non-inverting input terminal and low impedance. The capacitor C 6 is charged by a constant current from the current mirror circuit 8 including the transistors Q 8 and Q 9, and when the transistor Q 6 connected in parallel at both ends is turned on,
The charge is discharged. Constant current supplied from the current mirror circuit 8 to the capacitor C 6 is a from the DC power source E 2 of the current flowing through the resistor R 8 through the transistor Q 9 same. The base of the transistor Q 6 is resistance voltage of the DC power source E 2 R 10, R 9
, A forward bias is given by the voltage obtained by the voltage division. At both ends of the resistor R 9 and the transistor Q 7 is connected in parallel, when it is turned on by the output of the transistor Q 7 is dimming circuit 4, the forward bias of the transistor Q 6 is lost, the transistor Q 6 is turned off. At this time, the capacitor
C 6 is charged by a constant current from the current mirror circuit 8,
As the charging voltage V 1 was linearly increased. The waveform of the charge voltage V 1 of the capacitor C 6 is a constant frequency, a triangular wave is equal to the ON time width in the voltage rising period the dimming signal. Therefore, as the on-time width is long in the dimming signal, the peak value of the charging voltage V 1 of the capacitor C 6 is high.
Operational amplifier IC 2, IC 3 and the capacitor C 5 and the resistor R 7 constitute a peak hold circuit of the charging voltage V 1 of the capacitor C 6, an output voltage V 2 is the charging voltage V 1 of the capacitor C 6 It becomes the peak DC voltage. Therefore, the output voltage V 2 is proportional to the on-duty of the dimming signal of the dimming circuit 4, a linearly varying voltage. The resistor R 6 is a control resistor, by the output voltage V 2 to form a parallel current path with the resistor R 5, with the increase of the output voltage V 2 capacitor
Increasing the charging current of C 4, monostable multivibrator
This is to control the time constant of IC 1 to be small. As a result, as the on-duty of the dimming signal increases,
Output voltage V 2 is increased, the constant is reduced when the monostable multivibrator IC 1, the on period of the transistor Q 3 is shortened, the light output of the lamp load 2 is reduced.
［発明が解決しようとする課題］ ところで、上述の従来例において、調光回路４では、
交流電源ACより降圧用のトランスTf、全波整流用のダイ
オードブリッジDB、限流用の抵抗Ｒを介して、平滑用の
電解コンデンサＣを充電し、直流電源E3を得ている。そ
れ故、電源投入後、調光回路４の直流電源E3が完全に立
ち上がるまでは、調光回路４から出力される調光信号は
不安定なものとなる。このような不安定な調光信号が点
灯装置20制御回路３に入力されると、制御回路３が破壊
されたり、異常動作する可能性があり、場合によっては
点灯装置を故障に至らしめるという問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, in the above-described conventional example, the dimming circuit 4
Trans Tf step-down from the AC power source AC, a diode bridge DB for full-wave rectifying, via a resistor R of current limiting, charge the electrolytic capacitor C for smoothing, to obtain a DC power source E 3. Therefore, after power-up the DC power source E 3 of the dimming circuit 4 rises completely, the dimming signal outputted from the dimming circuit 4 becomes unstable. When such an unstable dimming signal is input to the lighting device 20 control circuit 3, the control circuit 3 may be broken or operate abnormally, and in some cases, the lighting device may fail. was there.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、不安定な調光信号が点灯装置
の制御回路に入力されて制御回路が破損されたり、異常
動作したりすることを防止できるようにした照明負荷制
御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of such a point,
It is an object of the present invention to provide a lighting load control device capable of preventing an unstable dimming signal from being input to a control circuit of a lighting device to damage or abnormally operate the control circuit. It is in.
［課題を解決するための手段］ 第１図は、本発明を適用される照明負荷制御装置の一
例を示している。この装置では、交流電源ACの電圧を各
点灯装置20にて直流電源に変換した後、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用して、照明負荷２を点灯させている。各点灯装置20の
制御回路３には、調光信号線l2,l3を介して、調光回路
４から調光信号を供給している。そして、調光回路４に
おける調光操作部（例えば可変抵抗器VR）の操作に応じ
て点灯装置20の照明負荷２を任意に調光するものであ
る。制御回路３は調光回路４の調光信号が安定するまで
動作開始を遅延する遅延要素を備えている。[Means for Solving the Problems] FIG. 1 shows an example of a lighting load control device to which the present invention is applied. In this device, after the voltage of the AC power supply AC is converted into a DC power supply by each lighting device 20, the lighting load 2 is turned on using the high frequency conversion circuit 1 composed of a transistor inverter or the like as a stabilizer. The dimming signal is supplied from the dimming circuit 4 to the control circuit 3 of each lighting device 20 via the dimming signal lines l 2 and l 3 . Then, the lighting load 2 of the lighting device 20 is arbitrarily adjusted according to the operation of the dimming operation unit (for example, the variable resistor VR) in the dimming circuit 4. The control circuit 3 includes a delay element for delaying the operation start until the dimming signal of the dimming circuit 4 is stabilized.
［作 用］ 第２図は、上記装置の動作説明図である。同図（ａ）
は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は調光回
路４の動作を示している。時刻t0において電源を投入す
ると、時刻t1において調光回路４の調光信号が安定化さ
れ、その後、時刻t2において制御回路３の動作が開始す
る。[Operation] FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation of the above device. FIG.
Shows the operation of the control circuit 3, and FIG. 4B shows the operation of the dimming circuit 4. When power is applied at time t 0, the dimming signal of the dimming circuit 4 at time t 1 is stabilized, then the operation of the control circuit 3 starts at time t 2.
第３図は、上記装置の他の動作説明図である。同図
（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は
調光回路４の動作を示している。時刻t0において電源を
投入すると、時刻t1において調光回路４の調光信号が安
定化され、時刻t2において調光信号の出力が開始され
る。その後、時刻t3において制御回路３が動作を開始す
る。FIG. 3 is a diagram for explaining another operation of the above device. FIG. 4A shows the operation of the control circuit 3, and FIG. 4B shows the operation of the dimming circuit 4. When power is applied at time t 0, the dimming signal of the dimming circuit 4 at time t 1 is stabilized, the output of the dimming signal at time t 2 is started. Thereafter, the control circuit 3 at time t 3 to start the operation.
第４図は、上記装置の別の動作説明図である。同図
（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は
点灯装置20の直流電源の立ち上がりを示しており、同図
（ｃ）は調光回路４の直流電源の立ち上がりを示してい
る。時刻t0において電源を投入すると、時刻t1において
調光信号が安定化され、時刻t2において点灯装置20の直
流電源が安定化される。その後、時刻t3において、制御
回路３の動作が開始される。FIG. 4 is a diagram for explaining another operation of the above device. 2A shows the operation of the control circuit 3, FIG. 2B shows the rise of the DC power supply of the lighting device 20, and FIG. 2C shows the rise of the DC power supply of the dimming circuit 4. Is shown. When power is applied at time t 0, the stabilized dimming signal at time t 1, the direct current power supply of the lighting device 20 at time t 2 is stabilized. Then, at time t 3, the operation of the control circuit 3 is started.
以上のように、調光信号が安定化されるまで、制御回
路３の動作開始を遅延させれば、制御回路３に不安定な
調光信号が入力されることを防止することができる。As described above, by delaying the operation start of the control circuit 3 until the dimming signal is stabilized, it is possible to prevent the unstable dimming signal from being input to the control circuit 3.
［実施例１］ 第５図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例にあっては、制御回路３のトランジスタQ7にトランジ
スタQ15を並列接続している。トランジスタQ15がオンで
ある場合には、トランジスタQ7の両端が短絡され、あた
かもトランジスタQ7にオン・デューティが100％の安定
な調光信号が入力されたのと同様の状態となる。このト
ランジスタQ15調光回路４からの信号により制御され
る。Embodiment 1 FIG. 5 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. In the present embodiment, it is connected in parallel transistor Q 15 to the transistor Q 7 of the control circuit 3. When the transistor Q 15 is turned on, both ends of the transistor Q 7 are short-circuited, as if the transistor Q 7 is turned on duty becomes the same state to that input 100% stable dimming signal. It is controlled by a signal from the transistor Q 15 dimming circuit 4.
以下、本実施例に用いる調光回路４の回路構成につい
て説明する。商用交流電源ACは降圧トランスTfにて降圧
され、ダイオードブリッジDBにて全波整流され、限流用
の抵抗Ｒを介して、平滑用のコンデンサＣに充電され
る。コンデンサＣの電圧は、電圧規制用のツェナダイオ
ードZDにより電圧規制されて、定電圧の直流電源E3が得
られる。直流電源E3は可変抵抗VRにより分圧されて、基
準電圧VrとしてコンパレータIC6の非反転入力端子に印
加される。直流電源E3により給電される三角波発振器９
は、三角波電圧Vcを発生し、コンパレータIC6の反転入
力端子に印加する。コンパレーIC6の出力端子は、抵抗R
13を介してトランジスタQ11のベースに接続されてい
る。トランジスタQ11のエミッタは直流電源E3の負極に
接続され、コレクタは抵抗R14を介して直流電源E3の正
極に接続されると共に、抵抗R15を介してトランジスタQ
12のベースに接続されている。トランジスタQ12のコレ
クタは直流電源E3の正極に接続され、エミッタは抵抗R
16を介して直流電源E3の負極に接続されている。そし
て、抵抗R16の両端から調光信号Snが得られる。つま
り、トランジスタQ11と抵抗R13,R14によりエミッタ接地
型の反転増幅回路を構成しており、トランジスタQ12と
抵抗R15,R16によりコレクタ接地（エミッタホロア）型
のインピーダンス変換回路を構成している。Hereinafter, the circuit configuration of the dimming circuit 4 used in the present embodiment will be described. The commercial AC power supply AC is stepped down by a step-down transformer Tf, full-wave rectified by a diode bridge DB, and charged to a smoothing capacitor C via a current limiting resistor R. Voltage of the capacitor C is a voltage regulated by the Zener diode ZD for voltage regulation, the DC power source E 3 of the constant voltage is obtained. DC power source E 3 is divided by the variable resistor VR, applied to the non-inverting input terminal of the comparator IC 6 as the reference voltage Vr. Triangular wave oscillator 9 which is powered by a DC power source E 3
Generates a triangular wave voltage Vc, is applied to the inverting input terminal of the comparator IC 6. The output terminal of the comparator IC 6 is a resistor R
It is connected to the base of the transistor Q 11 through 13. The emitter of the transistor Q 11 is connected to the negative electrode of the DC power source E 3, a collector is connected to the positive electrode of the DC power source E 3 via a resistor R 14, the transistor Q via the resistor R 15
Connected to 12 bases. The collector of the transistor Q 12 is connected to the positive electrode of the DC power source E 3, the emitter resistor R
It is connected to the negative electrode of the DC power source E 3 through 16. Both ends of the dimming signal Sn of the resistor R 16 is obtained. That is, the transistor Q 11 and the resistor R 13, and an inverting amplifier circuit of an emitter grounded type by R 14, constitutes an impedance conversion circuit of the collector grounded (emitter follower) type transistors Q 12 by a resistor R 15, R 16 ing.
三角波発振器９から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下
であるときには、コンパレータIC6の出力端子は“High"
レベルとなるので、トランジスタQ11はオンとなり、そ
のコレクタ電位が降下して、調光信号Snは“Low"レベル
となる。一方、三角波発振器９から得られる電圧Vcが基
準電圧Vrよりも高くなると、コンパレータIC6の出力端
子は“Low"レベルとなるので、トランジスタQ11はオフ
となり、そのコレクタ電位が上昇して、調光信号Snは
“High"レベルとなる。これにより、矩形波電圧よりな
る調光信号Snが得られる。基準電圧Vrは可変抵抗VRを操
作することにより、任意の電圧に設定することができる
ので、調光信号Snのオン・デューティは任意の大きさに
設定することができるものである。この調光信号Snは制
御回路３のトランジスタQ7に供給されており、トランジ
スタQ15がオフであれば、従来例で説明したように、制
御回路３の制御電圧V2を調光信号Snのオン・デューティ
に応じて可変とし、照明負荷２の光出力を制御するもの
である。When the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9 is equal to or lower than the reference voltage Vr, the output terminal of the comparator IC 6 is "High".
Since the level, the transistor Q 11 is turned on, the the collector potential drops, the dimming signal Sn becomes "Low" level. On the other hand, when the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9 is higher than the reference voltage Vr, the output terminal of the comparator IC 6 becomes "Low" level, the transistor Q 11 is turned off, and the collector potential rises, tone The optical signal Sn becomes “High” level. As a result, a dimming signal Sn composed of a rectangular wave voltage is obtained. Since the reference voltage Vr can be set to an arbitrary voltage by operating the variable resistor VR, the on-duty of the dimming signal Sn can be set to an arbitrary magnitude. The dimming signal Sn is supplied to the transistor Q 7 of the control circuit 3, the transistor Q 15 is off, as described in the conventional example, the control voltage V 2 of the dimming signal Sn of the control circuit 3 The light output of the illumination load 2 is controlled by making it variable according to the on-duty.
ところで、調光回路４の直流電源E3が立ち上がるまで
の間（第２図（ｂ）の時刻t0〜t1）においては、調光信
号Snが安定しない。そこで、調光信号Snが安定するまで
の間、トランジスタQ15をオンさせるために、トランジ
スタQ14と抵抗R17,R18及びツェナダイオードZD1よりな
る安定検出回路12を設けている。電源が投入されると、
コンデンサＣの電圧が第２図（ｂ）の曲線に示すように
上昇するが、電圧がツェナダイオードZD1のツェナ電圧
に達しないときには、トランジスタQ14にベース電流が
流れないので、トランジスタQ14はオフ状態を維持す
る。このとき、抵抗R18を介してコンデンサＣからトラ
ンジスタQ15にベース電流が流れるので、トランジスタQ
15はオンとなる。したがって、あたかもトランジスタQ7
がオンされたとの同様の状態となり、オン・デューティ
が100％の安定な調光信号が印加された場合と同様に、
照明負荷２の光出力は最小となる。次に、コンデンサＣ
の電圧がツェナダイオードZD1のツェナ電圧に達する
と、抵抗R17とツェナダイオードZD1を介してトランジス
タQ14にベース電流が流れるので、トランジスタQ14がオ
ンとなる。このため、トランジスタQ15のベース電流は
遮断され、トランジスタQ15はオフとなる。このときに
は、調光回路４の調光信号Snは安定しているので、制御
回路３は調光回路４の調光信号Snに応じて、照明負荷２
の光出力を安定に制御することが可能となるものであ
る。Incidentally, in the until the DC power source E 3 of the dimming circuit 4 rises (time t 0 ~t 1 of FIG. 2 (b)), the dimming signal Sn is not stable. Therefore, until the dimming signal Sn is stabilized, in order to turn on the transistors Q 15, it is provided transistor Q 14 and the resistor R 17, R 18 and consisting of the Zener diode ZD 1 stability detection circuit 12. When the power is turned on,
While the voltage of the capacitor C is increased as shown in the curve of FIG. 2 (b), when the voltage does not reach the Zener voltage of the Zener diode ZD 1, since no base current flows through the transistor Q 14, the transistor Q 14 is Maintain off state. At this time, since the base current flows through the transistor Q 15 from the capacitor C through the resistor R 18, the transistor Q
15 turns on. Therefore, as if transistor Q 7
Is turned on, and the same as when a stable dimming signal with an on-duty of 100% is applied,
The light output of the illumination load 2 is minimized. Next, the capacitor C
When the voltage reaches its zener voltage of the zener diode ZD 1, since the base current flows through the resistor R 17 and the Zener diode ZD 1 transistor Q 14 via the transistor Q 14 is turned on. Therefore, the base current of the transistor Q 15 is cut off, the transistor Q 15 is turned off. At this time, since the dimming signal Sn of the dimming circuit 4 is stable, the control circuit 3 responds to the dimming signal Sn of the dimming circuit 4 by using the lighting load 2.
Can be stably controlled.
なお、第６図は電圧規制用のツェナダイオードZDのツ
ェナ電圧VZDと、安定検出用のツェナダイオードZD1のツ
ェナ電圧ZD1の関係を示している。同図に示すように、
時刻t0で電源が投入された後、時刻t2でコンデンサＣの
電圧VcがツェナダイオードZD1のツェナ電圧VZD1に達し
てトランジスタQ14がオフからオンへ変化すものであ
る。その後、コンデンサＣの電圧Vcはツェナダイオード
ZDのツェナ電圧VZDに達して電圧規制される。したがっ
て、安定検出用のツェナダイオードZD1のツェナ電圧V
ZD1は、電圧規制用のツェナダイオードZDのツェナ電圧V
ZDよりも低く、且つ調光回路４が十分に安定に動作し得
るような電圧値に設定されている。Incidentally, FIG. 6 shows the Zener voltage V ZD of the Zener diode ZD for voltage regulation, the relationship between the Zener voltage ZD1 of Zener diode ZD 1 for stability detection. As shown in the figure,
After the power is turned on at time t 0, transistor Q 14 and the voltage Vc of the capacitor C reaches the Zener voltage V ZD1 of Zener diode ZD 1 at time t 2 is intended to change from OFF to ON. After that, the voltage Vc of the capacitor C is
The voltage is regulated by reaching the zener voltage VZD of ZD . Therefore, zener the Zener diode ZD 1 for stability detection voltage V
ZD1 is the Zener voltage V of the Zener diode ZD for voltage regulation.
The voltage value is set lower than ZD and such that the dimming circuit 4 can operate sufficiently stably.
［実施例２］ 第７図は本発明の第２実施例の回路図である。調光回
路４には実施例１と同様にトランジスタQ14と抵抗R17,R
18ツェナダイオードZD1で構成される安定検出回路12を
設けており、調光信号が不安定である間はトランジスタ
Q13をオンさせることにより、トランジスタQ12の入力を
遮断し、調光信号Snが出力されないようにしたものであ
る。すなわち、第３図（ｂ）に示すように、時刻t0で電
源を投入した後、直流電源E3の電圧は同図の曲線で示す
ように上昇し、時刻t1で調光信号が安定する。その後、
時刻t2でトランジスタQ11がオフして、調光信号Snを出
力することになる。一方、点灯装置を制御回路３にはタ
イマー回路13が設けられており、第３図（ａ）に示すよ
うに、時刻t0で電源が投入された後、時刻t3でトランジ
スタQ15をオフにして、調光信号Snを受け付け始めるこ
とになる。このとき、時刻t3とt2の関係は、t3＞t2とな
るように設定されており、不安定な調光信号Snは絶対に
点灯装置20の制御回路３に入力されることはない。Embodiment 2 FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. The dimming circuit 4 includes a transistor Q 14 and resistors R 17 and R 17 as in the first embodiment.
18 A stability detection circuit 12 consisting of a zener diode ZD 1 is provided.
By turning on the Q 13, to block the input of the transistor Q 12, in which the dimming signal Sn is prevented from being output. That is, as shown in FIG. 3 (b), after turning on the power at time t 0, the voltage of the DC power source E 3 is raised as shown by the curve in the figure, the dimming signal at time t 1 is stable I do. afterwards,
Transistor Q 11 is turned off at time t 2, the will output a dimming signal Sn. On the other hand, a lighting device control circuit 3 and timer circuit 13 is provided, as shown in FIG. 3 (a), after the power is turned on at time t 0, turns off the transistor Q 15 at time t 3 Then, the light control signal Sn starts to be received. At this time, the relationship between the times t 3 and t 2 is set so that t 3 > t 2 , and the unstable dimming signal Sn is never input to the control circuit 3 of the lighting device 20. Absent.
［実施例３］ 第８図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、実施例２において、点灯装置20の制御回
路３におけるタイマー回路13を始動補償用にも兼用した
ものである。電源投入後、一定時間はタイマー回路13に
よりトランジスタQ15,Q16がオンしている。このとき、
抵抗R5が短絡されるため、スイッチング用トランジスタ
Q3のオン区間が短くなり、高周波変換回路１の出力は低
下し、放電灯よりなる照明負荷２の両端には十分な電圧
が供給されず、放電灯は点灯せず、放電灯のフィラメン
トに予熱電流が流れる。一定時間の経過後、タイマー回
路13によりトランジスタQ16がオフすると、スイッチン
グ用トランジスタQ3のオン区間が長くなり、高周波変換
回路１の出力が上昇して、放電灯よりなる照明負荷２の
両端には正規の電圧が印加され、放電灯は点灯する。こ
れにより、放電灯の移動補償を行うことができ、寿命改
善が可能となる。通常の放電灯点灯装置においては、放
電灯の寿命改善の目的で上記のようなタイマー回路を設
けることが多く、このタイマー回路をトランジスタQ15
の制御用のタイマー回路と兼用すれば、低コストで本発
明を実施することができる。Third Embodiment FIG. 8 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. In the present embodiment, the timer circuit 13 in the control circuit 3 of the lighting device 20 in the second embodiment is also used for starting compensation. After turning on the power, the transistors Q 15 and Q 16 are turned on by the timer circuit 13 for a certain period of time. At this time,
The resistance R 5 is short-circuited, the switching transistor
Q 3 ON period is shortened, the output of the high frequency conversion circuit 1 is reduced, sufficient voltage is not supplied to both ends of the lamp load 2 consisting of a discharge lamp, the discharge lamp is not lit, the filaments of the discharge lamp Preheating current flows. After a predetermined time, the transistor Q 16 by the timer circuit 13 is turned off, the on period of the switching transistor Q 3 becomes longer, the output of the high frequency conversion circuit 1 rises, the opposite ends of the lamp load 2 consisting of a discharge lamp Is applied with a regular voltage, and the discharge lamp is turned on. As a result, the movement of the discharge lamp can be compensated, and the life can be improved. In conventional discharge lamp lighting device is often the purpose of improved lifetime of the discharge lamp providing a timer circuit as described above, the transistor Q 15 of the timer circuit
The present invention can be implemented at low cost if the timer is also used as the control timer circuit.
［実施例４］ 第９図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例にあっては、点灯装置20の直流電源E1の立ち上がり時
間が、調光回路４の直流電源E3の立ち上がり時間よりも
遅い場合を想定した回路例であり、点灯電源E1の安定検
出回路11と、信号電源E3の安定検出回路12の論理和出力
により、トランジスタQ15を制御している。点灯電源E1
の安定検出回路11の構成は、信号電源E3の安定検出回路
12（第５図参照）と同様であり、電源電圧が安定する
と、出力が“High"レベルから“Low"レベルに変化す
る。例えば、第４図（ｃ）に示すように、時刻t0で電源
が投入された後、時刻t1で信号電源E3が安定すると、安
定検出回路12の出力が“High"レベルから“Low"レベル
に変化する。その後、第４図（ｂ）に示すように、時刻
t2で点灯電源E1が安定したとすると、安定検出回路11の
出力も“High"レベルから“Low"レベルに変化する。こ
れにより、論理和回路10の出力は“High"レベルから“L
ow"レベルに変化し、第４図（ａ）に示すように、時刻t
3制御回路３が動作を開始する。Embodiment 4 FIG. 9 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. In the present embodiment, the rise time of the DC power source E 1 of the lighting device 20 is a circuit example assuming a case slower than the rise time of the DC power source E 3 of the dimming circuit 4, the lighting power source E 1 stable detection circuit 11, the logical sum output of the stability detection circuit 12 of the signal source E 3, and controls the transistor Q 15. Illuminated power supply E 1
Construction of stable detection circuit 11, stable detection circuit of the signal power E 3 of
As in FIG. 12 (see FIG. 5), when the power supply voltage is stabilized, the output changes from “High” level to “Low” level. For example, as shown in FIG. 4 (c), after the power is turned on at time t 0, when the signal power E 3 stabilizes at time t 1, the output of the stability detection circuit 12 is "High" level to "Low "Change to the level. Thereafter, as shown in FIG.
If the lighting power source E 1 at t 2 is a stable, changed to the "Low" level output from the "High" level of the stability detection circuit 11. As a result, the output of the OR circuit 10 changes from “High” level to “L”.
ow "level, and as shown in FIG.
3 The control circuit 3 starts operating.
［実施例５］ 第10図は本発明の第５実施例の要部回路図である。本
実施例にあっては、調光回路４の電源部に電圧安定化の
ための三端子レギュレータ14を備えており、その入力側
及び出力側にそれぞれコンデンサCa,Cbを備えている。
この場合、安定検出回路12の検出端子ｃはコンデンサCa
の一端ａに接続しても良いし、コンデンサCbの一端ｂに
接続しても良い。その他の回路構成については、実施例
２又は３と同様である。Embodiment 5 FIG. 10 is a main part circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention. In the present embodiment, a three-terminal regulator 14 for stabilizing a voltage is provided in the power supply unit of the dimming circuit 4, and capacitors Ca and Cb are provided on the input side and the output side, respectively.
In this case, the detection terminal c of the stability detection circuit 12 is connected to the capacitor Ca
May be connected to one end a of the capacitor Cb, or may be connected to one end b of the capacitor Cb. Other circuit configurations are the same as those of the second or third embodiment.
第11図（ａ）は安定検出回路12の検出端子ｃをコンデ
ンサCaの一端ａに接続した場合の動作波形図である。電
源スイッチSWの投入により、コンデンサCa,Cbの電位Va,
Vbは同図（ａ）に示すように上昇する。コンデンサCaの
電位VaがツェナダイオードZD1のツェナ電圧VZD1に達す
ると、トランジスタQ14がオンされて、トランジスタQ13
がオフとなり、調光信号Snが出力される。このときに
は、コンデンサCbの電位Vbは既に安定しており、調光信
号Snは安定している。FIG. 11A is an operation waveform diagram when the detection terminal c of the stability detection circuit 12 is connected to one end a of the capacitor Ca. By turning on the power switch SW, the potentials Va, of the capacitors Ca, Cb,
Vb rises as shown in FIG. When the potential Va of the condenser Ca reaches the Zener voltage V ZD1 of Zener diode ZD 1, transistor Q 14 is turned on, the transistor Q 13
Is turned off, and the dimming signal Sn is output. At this time, the potential Vb of the capacitor Cb is already stable, and the dimming signal Sn is stable.
第11図（ｂ）は安定検出回路12の検出端子ｃをコンデ
ンサCbの一端ｂに接続した場合の動作波形図である。こ
の場合、ツェナダイオードZD1のツェナ電圧VZD1は第11
図（ａ）の場合に比べて低く設定され、コンデンサCbの
電位Vbが十分に上昇したことを安定検出回路12により検
出することになる。FIG. 11B is an operation waveform diagram when the detection terminal c of the stability detection circuit 12 is connected to one end b of the capacitor Cb. In this case, the Zener voltage V ZD1 of Zener diode ZD 1 eleventh
The stability detection circuit 12 detects that the potential Vb of the capacitor Cb has been set sufficiently higher than the case of FIG.
安定検出回路12としては、いずれの回路例を用いても
良く、要はツェナダイオードZD1が導通したときに、調
光回路４の調光信号Snが安定していれば良いものであ
る。The stability detection circuit 12 may be either of a circuit example, when conducting Zener diode ZD 1 is short, the dimming signal Sn of the dimming circuit 4 is of sufficient if stable.
［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、照明負荷の光出力
の制御手段を備える高周波点灯装置において、調光手段
の発生する調光信号が安定するまで制御手段の動作開始
を遅延せしめるようにしたので、不安定な調光信号が点
灯装置の制御手段に入力されて制御手段が破壊された
り、異常動作したりすることを防止できるという効果が
ある。[Effect of the Invention] According to the present invention, as described above, in the high-frequency lighting device including the light output control means for the lighting load, the operation of the control means is started until the dimming signal generated by the dimming means is stabilized. Is delayed, it is possible to prevent an unstable dimming signal from being input to the control means of the lighting device, thereby preventing the control means from being destroyed or abnormally operated.
なお、制御手段の動作開始を遅延させるためのタイマ
ー回路を、点灯装置のソフトスタート用あるいは始動補
償用のタイマー回路と兼用すれば、実質的なコスト増加
を招くことなく、本発明を実施することができるので、
特に好都合である。If the timer circuit for delaying the start of the operation of the control means is also used as a timer circuit for soft-starting or starting compensation of the lighting device, the present invention can be implemented without causing a substantial increase in cost. So you can
It is particularly convenient.
第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図乃至
第４図は同上の動作説明図、第５図は本発明の第１実施
例の回路図、第６図は同上の動作説明図、第７図は本発
明の第２実施例の回路図、第８図は本発明の第３実施例
の回路図、第９図は本発明の第４実施例の回路図、第10
図は本発明の第５実施例の要部回路図、第11図は同上の
動作説明図、第12図は従来例の回路図である。 E1,E2,E3は直流電源、１は高周波変換回路、２は照明負
荷、３は制御回路、４は調光回路、11,12は安定検出回
路、20は点灯装置である。FIG. 1 is a circuit diagram for explaining the principle of the present invention, FIGS. 2 to 4 are operation explanatory diagrams of the same, FIG. 5 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention, FIG. 8 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, FIG. 9 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention, Ten
FIG. 11 is a circuit diagram of a main part of a fifth embodiment of the present invention, FIG. 11 is an explanatory diagram of the operation of the fifth embodiment, and FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional example. E 1 , E 2 , E 3 are DC power supplies, 1 is a high frequency conversion circuit, 2 is a lighting load, 3 is a control circuit, 4 is a dimming circuit, 11 and 12 are stability detection circuits, and 20 is a lighting device.
フロントページの続き (72)発明者 奥出 章雄 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 昭58−223295（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−207100（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 37/02 H05B 41/38 - 41/42Continuation of the front page (72) Inventor: Akio Okude 1048, Oojidoma, Kadoma, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd. (56) References JP-A-58-223295 (JP, A) JP-A-63-207100 (JP) , A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 6 , DB name) H05B 37/02 H05B 41/38-41/42
Claims (2)
流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周
波変換回路から得られる高周波電圧を印加される照明負
荷と、照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段
と、制御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を
与える調光手段とを備える照明負荷制御装置において、
調光手段の発生する調光信号が安定するまで制御手段の
動作開始を遅延せしめる遅延要素を設けたことを特徴と
する照明負荷制御装置。A DC power supply, a high-frequency conversion circuit for converting a DC voltage obtained from the DC power supply to a high-frequency voltage, a lighting load to which a high-frequency voltage obtained from the high-frequency conversion circuit is applied, and a light output of the lighting load. In a lighting load control device including a continuously variable control means, and a dimming means for providing a dimming signal for setting the light output of the lighting load to the control means,
An illumination load control device comprising a delay element for delaying the operation of the control means until the dimming signal generated by the dimming means is stabilized.
が安定するまで調光信号の出力を禁止する第１の遅延要
素と、電源投入後、所定時間は制御手段の動作を禁止す
る第２の遅延要素を備え、第２の遅延要素の遅延時間は
第１の遅延要素の遅延時間よりも長く設定したことを特
徴とする請求項１記載の照明負荷制御装置。2. A first delay element for inhibiting the output of the dimming signal until the dimming signal generated by the dimming means is stabilized after the power is turned on, and an operation of the control means is inhibited for a predetermined time after the power is turned on. The lighting load control device according to claim 1, further comprising a second delay element, wherein a delay time of the second delay element is set to be longer than a delay time of the first delay element.
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