JPH0383111A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH0383111A JPH0383111A JP22064089A JP22064089A JPH0383111A JP H0383111 A JPH0383111 A JP H0383111A JP 22064089 A JP22064089 A JP 22064089A JP 22064089 A JP22064089 A JP 22064089A JP H0383111 A JPH0383111 A JP H0383111A
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- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、パルス発生回路と人力電源の間に直列に接
続され、前記パルス発生回路に供給する電源電圧を高速
で変更可能なパルサーを源装置に関する。
続され、前記パルス発生回路に供給する電源電圧を高速
で変更可能なパルサーを源装置に関する。
(従来の技術)
従来、前記のようなパルサー電源装置を必要とするもの
として超音波診断装置がある。すなわち、超音波診断装
置は、生体内に超音波を送波し、その反射エコーを受信
処理して生体情報を得るものであるが、超音波を送波す
るために、プローブを構成する圧!振動子に高周波パル
スを印加する必要がある。
として超音波診断装置がある。すなわち、超音波診断装
置は、生体内に超音波を送波し、その反射エコーを受信
処理して生体情報を得るものであるが、超音波を送波す
るために、プローブを構成する圧!振動子に高周波パル
スを印加する必要がある。
このような高周波パルス発振器の電源回路として、一般
に非スイッチング(電圧降下制御)方式またはスイッチ
ング方式による定電圧電源が使用されている。
に非スイッチング(電圧降下制御)方式またはスイッチ
ング方式による定電圧電源が使用されている。
最近、超音波診断装置では、断層像を得るBモードと血
流情報を得るドプラモードとを、走査線毎に切り換える
ことが提案されている。また、ドプラモードでは、S/
N比を良くするために、1走査線について多連のパルス
を印加することが行われている。
流情報を得るドプラモードとを、走査線毎に切り換える
ことが提案されている。また、ドプラモードでは、S/
N比を良くするために、1走査線について多連のパルス
を印加することが行われている。
このとき、各モードについて常にS/N比を良くするに
は、電源電圧を高くして圧電振動子に印加するパルスの
振幅を大きくすればよいが、パルスの振幅に比例して超
音波エネルギーが増加する。
は、電源電圧を高くして圧電振動子に印加するパルスの
振幅を大きくすればよいが、パルスの振幅に比例して超
音波エネルギーが増加する。
最近、超音波エネルギーが生体に対して何らかの悪影響
を及ぼすのではないかと言うことが問題となっており、
生体に与えられる超音波エネルギーにも制限が加えられ
はじめている。前述のように、S/N比を良好にするた
めには、振幅を大きくすれば良い訳であるが、振幅を大
きくすると生体内に与えられる超音波エネルギーが大き
くなりすぎてしまうという問題がある。特に、前記のよ
うにドプラモードにおいて多連のパルスを印加するよう
にすると、パルス振幅を低く押さえないと、超音波エネ
ルギーが極度に大きくなってしまうことになる。
を及ぼすのではないかと言うことが問題となっており、
生体に与えられる超音波エネルギーにも制限が加えられ
はじめている。前述のように、S/N比を良好にするた
めには、振幅を大きくすれば良い訳であるが、振幅を大
きくすると生体内に与えられる超音波エネルギーが大き
くなりすぎてしまうという問題がある。特に、前記のよ
うにドプラモードにおいて多連のパルスを印加するよう
にすると、パルス振幅を低く押さえないと、超音波エネ
ルギーが極度に大きくなってしまうことになる。
そこで、電源電圧を走査線毎に変化させ、■回のパルス
のみを印加するBモード時にはパルスの振幅を大きくし
、多連パルスを印加するドプラーモード時にはパルス振
幅を低くすることが考えられる。このためには、電源電
圧が1走査線毎に変化するように、非常に高速に変化さ
せる必要がある。しかし、通常、負荷側である高周波パ
ルス発振器側にバイパスコンデンサが設けられており、
このため電源電圧の上昇は高速で行うことが可能である
が、その下降に時間がかかってしまい、1走査線毎に電
源電圧を変えることができなかった。
のみを印加するBモード時にはパルスの振幅を大きくし
、多連パルスを印加するドプラーモード時にはパルス振
幅を低くすることが考えられる。このためには、電源電
圧が1走査線毎に変化するように、非常に高速に変化さ
せる必要がある。しかし、通常、負荷側である高周波パ
ルス発振器側にバイパスコンデンサが設けられており、
このため電源電圧の上昇は高速で行うことが可能である
が、その下降に時間がかかってしまい、1走査線毎に電
源電圧を変えることができなかった。
このため従来装置では、ドプラモード時において超音波
エネルギーが所定の値を超えないように、Bモード時に
もパルス振幅を低く抑えており、Bモード時のS/N比
が悪いというのが現状である。
エネルギーが所定の値を超えないように、Bモード時に
もパルス振幅を低く抑えており、Bモード時のS/N比
が悪いというのが現状である。
また、ダイナミックフォーカスを行う際に、深さ領域毎
に超音波の減衰を考慮してパルス振幅、すなわち電源電
圧を変える必要性も生してきているが、前述と同様の理
由により高速に電源電圧を変えることができず、従来装
置においては対応が困難であった。
に超音波の減衰を考慮してパルス振幅、すなわち電源電
圧を変える必要性も生してきているが、前述と同様の理
由により高速に電源電圧を変えることができず、従来装
置においては対応が困難であった。
この発明の目的は、例えば超音波診断装置のように、電
源電圧を高速で変化させる必要があるような装置にも、
充分に対応することができるパルサー電源装置を提供す
ることにある。
源電圧を高速で変化させる必要があるような装置にも、
充分に対応することができるパルサー電源装置を提供す
ることにある。
この発明に係るパルサー電源装置は、パルス発生回路と
入力電源の間に直列に接続され、パルス発生回路に供給
する電源電圧を変更可能なものである。そして、定電圧
電源部と、基準電圧検出部と、放電部とを備えている。
入力電源の間に直列に接続され、パルス発生回路に供給
する電源電圧を変更可能なものである。そして、定電圧
電源部と、基準電圧検出部と、放電部とを備えている。
前記定電圧電源部は、制御トランジスタ及び誤差増幅回
路を有し、設定された基準電圧に応じた電源電圧を出力
するものである。また、前記基準電圧検出部は、前記定
電圧電源部の基準電圧の設定値が下がったことを検出す
るものである。さらに前記放電部は、前記パルス発生回
路に並列接続され、前記基準電圧検出部の検出結果によ
り前記パルス発生回路に蓄積された電荷を放電するため
のものである。
路を有し、設定された基準電圧に応じた電源電圧を出力
するものである。また、前記基準電圧検出部は、前記定
電圧電源部の基準電圧の設定値が下がったことを検出す
るものである。さらに前記放電部は、前記パルス発生回
路に並列接続され、前記基準電圧検出部の検出結果によ
り前記パルス発生回路に蓄積された電荷を放電するため
のものである。
この発明においては、誤差増幅回路が出力電圧を検出し
ており、出力電圧と設定された基準電圧との誤差に応じ
て制御トランジスタを制御し、出力電圧を安定化させて
いる。
ており、出力電圧と設定された基準電圧との誤差に応じ
て制御トランジスタを制御し、出力電圧を安定化させて
いる。
前記のような定電圧電源を供給することにより、パルス
発生回路側のバイパスコンデンサ等に電荷が蓄積される
。そして、誤差増幅回路の基準電圧値が今までよりも低
い値に設定されると、この基準電圧設定値の低下を基準
電圧検出部により検出する。この検出結果により放電部
が駆動され、前記パルス発生回路に蓄積された電荷が放
電部から放電される。
発生回路側のバイパスコンデンサ等に電荷が蓄積される
。そして、誤差増幅回路の基準電圧値が今までよりも低
い値に設定されると、この基準電圧設定値の低下を基準
電圧検出部により検出する。この検出結果により放電部
が駆動され、前記パルス発生回路に蓄積された電荷が放
電部から放電される。
これにより、設定基準電圧の変更に伴って、電源電圧が
急速に下降し、例えば超音波診断装置に用いた場合には
、走査線毎に電源電圧を変化させることが可能となる。
急速に下降し、例えば超音波診断装置に用いた場合には
、走査線毎に電源電圧を変化させることが可能となる。
第3図は、本発明の一実施例によるパルサー電源装置が
採用されたドプラ断層超音波診断装置の概略構成図であ
る。
採用されたドプラ断層超音波診断装置の概略構成図であ
る。
プローブ1は、複数の微小振動子から構成されており、
生体内に超音波ビームを発射するとともに、生体内で反
射した超音波エコーを受信するためのものである。この
プローブ1には、高電圧パルス発生回路2が接続されて
いる。高電圧パルス発生回路2は、プローブ1を駆動す
るためのパルス信号を発信するものである。そして、高
電圧パルス発生回路2には、可変遅延トリガパルス発生
回路3が接続されている。可変遅延トリガパルス発生回
路3は、電子フォーカス等を行うために、遅延量の制御
されたトリガパルスを出力するものである。前記高電圧
パルス発生回路2には、電源電圧を高速に変更可能なパ
ルサー電源部W4が接続されている。パルサー電源装置
4は、後に詳述するように、定電圧電源部と、基準電圧
検出部と、放電部とによって構成されている。
生体内に超音波ビームを発射するとともに、生体内で反
射した超音波エコーを受信するためのものである。この
プローブ1には、高電圧パルス発生回路2が接続されて
いる。高電圧パルス発生回路2は、プローブ1を駆動す
るためのパルス信号を発信するものである。そして、高
電圧パルス発生回路2には、可変遅延トリガパルス発生
回路3が接続されている。可変遅延トリガパルス発生回
路3は、電子フォーカス等を行うために、遅延量の制御
されたトリガパルスを出力するものである。前記高電圧
パルス発生回路2には、電源電圧を高速に変更可能なパ
ルサー電源部W4が接続されている。パルサー電源装置
4は、後に詳述するように、定電圧電源部と、基準電圧
検出部と、放電部とによって構成されている。
また、プローブ1には受信回路5が接続されている。受
信回路5は、遅延回路を含み、プローブ1で得られた反
射エコー信号を受信処理するものである。受信回路5の
出力は、エコー処理回路(断層データ処理回路)6及び
ドプラ処理回路(血流データ処理回路)7に接続されて
いる。エコー処理回路6は、生体のエコーデータ(断層
データ)を得るための回路であり、検波機能等を有して
いる。ドプラ処理回路7は、ドプラ偏移周波数を基に血
流演算を行い、生体の血流データを得るための回路であ
り、フィルター機能及び直交検波機能等を有している。
信回路5は、遅延回路を含み、プローブ1で得られた反
射エコー信号を受信処理するものである。受信回路5の
出力は、エコー処理回路(断層データ処理回路)6及び
ドプラ処理回路(血流データ処理回路)7に接続されて
いる。エコー処理回路6は、生体のエコーデータ(断層
データ)を得るための回路であり、検波機能等を有して
いる。ドプラ処理回路7は、ドプラ偏移周波数を基に血
流演算を行い、生体の血流データを得るための回路であ
り、フィルター機能及び直交検波機能等を有している。
前記エコー処理回路6及びドプラ処理回路7のそれぞれ
の出力は、DSC(ディジタル・スキャン・コンバータ
)8に接続されている。このDSC8は、エコー処理回
路6及びドプラ処理回路7で得られた断層データ及び血
流データを、CRTモニタにカラー表示できるように変
換するためのものである。
の出力は、DSC(ディジタル・スキャン・コンバータ
)8に接続されている。このDSC8は、エコー処理回
路6及びドプラ処理回路7で得られた断層データ及び血
流データを、CRTモニタにカラー表示できるように変
換するためのものである。
第1図は、前記第3図に示したプローブ1、高電圧パル
ス発生回路2、及びパルサー電源装置4の具体的な回路
構成を示す図である。
ス発生回路2、及びパルサー電源装置4の具体的な回路
構成を示す図である。
パルサー電源装置4は、制御トランジスタQ。
Q!、誤差増幅器A、Aア、及び抵抗R1〜R4からな
る定電圧電源部と、放電用トランジスタQ2.Q4から
なる放電部とから構成されている。また、前記誤差増幅
器A、、A、は、設定基準電圧が低い値に設定されたこ
とを検出する基準電圧検出部としても機能している。
る定電圧電源部と、放電用トランジスタQ2.Q4から
なる放電部とから構成されている。また、前記誤差増幅
器A、、A、は、設定基準電圧が低い値に設定されたこ
とを検出する基準電圧検出部としても機能している。
前記制御トランジスタQ、、Qtは、トランス及び整流
回路等によって構成される入力ta部(図示せず)と、
負荷としての高電圧パルス発生回路2との間に直列に接
続されている。正極性側の誤差増幅器AIの反転入力端
子には、制御トランジスタQ、のエミッターが抵抗R3
を介して接続されており、また非反転入力端子には、コ
ントロール電圧Vc(設定基準電圧)が接続されている
。そして、その出力は、前記制御トランジスタQ、のベ
ースに接続されている。また、負極性側の誤差増幅器A
2の反転入力端子には、制御トランジスタQ、のエミッ
ターが抵抗R1を介して接続されており、また、コント
ロール電圧Vc(設定基準電圧)が抵抗R4を介して接
続されている。
回路等によって構成される入力ta部(図示せず)と、
負荷としての高電圧パルス発生回路2との間に直列に接
続されている。正極性側の誤差増幅器AIの反転入力端
子には、制御トランジスタQ、のエミッターが抵抗R3
を介して接続されており、また非反転入力端子には、コ
ントロール電圧Vc(設定基準電圧)が接続されている
。そして、その出力は、前記制御トランジスタQ、のベ
ースに接続されている。また、負極性側の誤差増幅器A
2の反転入力端子には、制御トランジスタQ、のエミッ
ターが抵抗R1を介して接続されており、また、コント
ロール電圧Vc(設定基準電圧)が抵抗R4を介して接
続されている。
そして、その出力は、前記制御トランジスタQ。
のベースに接続されている。なお、誤差増幅器A8の非
反転入力端子はアース接続されている。
反転入力端子はアース接続されている。
また、放電部としてのトランジスタQ、、Q。
は、高電圧パルス発生回路2に対して並列に接続されて
おり、制御しランジスタQ、と放電用トランジスタQs
、及び制御トランジスタQ2と放電用トランジスタQ4
は、それぞれ相補型エミッタフォロワ回路を構成してい
る。
おり、制御しランジスタQ、と放電用トランジスタQs
、及び制御トランジスタQ2と放電用トランジスタQ4
は、それぞれ相補型エミッタフォロワ回路を構成してい
る。
高電圧パルス発生回路2は、出力トランジスタQ、、Q
、と、バイパスコンデンサCLとから構成されており、
出力トランジスタQ、、Q6のエミッタに前記パルサー
電源装置4の定電圧電源部の出力が接続されており、コ
レクタ出力がプローブ1に接続されている。そして、出
力トランジスタQ、、Q、のベースに、可変遅延トリガ
パルス発生回路3からのトリガパルスが接続されている
。
、と、バイパスコンデンサCLとから構成されており、
出力トランジスタQ、、Q6のエミッタに前記パルサー
電源装置4の定電圧電源部の出力が接続されており、コ
レクタ出力がプローブ1に接続されている。そして、出
力トランジスタQ、、Q、のベースに、可変遅延トリガ
パルス発生回路3からのトリガパルスが接続されている
。
次に動作について説明する。
通常の安定化動作は従来同様である。すなわち、正極性
側では、制御トランジスタQ、の出力電圧Vpを抵抗R
,とR5とで分割した電圧と、コントロール電圧Vcと
がバランスするように誤差増幅器AIが動作する。この
誤差増幅Hr A lの出力によって制御トランジスタ
Q、のベース電圧が制御され、その出力電圧Vpは安定
する。また、負極性側では、コントロール電圧によって
抵抗R4を介して誤差増幅器A!の反転入力端子に流れ
込む電流と、出力電圧−Vpによって抵抗R2を介して
誤差増幅器A!の反転入力端子に流れ込む電流とがバラ
ンスするように誤差増幅器A2が動作する。この誤差増
幅器A8の出力によってwi18トランジスタQ、のベ
ース電圧が制御され、その出力電圧−Vpは安定する。
側では、制御トランジスタQ、の出力電圧Vpを抵抗R
,とR5とで分割した電圧と、コントロール電圧Vcと
がバランスするように誤差増幅器AIが動作する。この
誤差増幅Hr A lの出力によって制御トランジスタ
Q、のベース電圧が制御され、その出力電圧Vpは安定
する。また、負極性側では、コントロール電圧によって
抵抗R4を介して誤差増幅器A!の反転入力端子に流れ
込む電流と、出力電圧−Vpによって抵抗R2を介して
誤差増幅器A!の反転入力端子に流れ込む電流とがバラ
ンスするように誤差増幅器A2が動作する。この誤差増
幅器A8の出力によってwi18トランジスタQ、のベ
ース電圧が制御され、その出力電圧−Vpは安定する。
いま、動作モードがBモードで、フォーカスが中深度に
設定されているとする。このとき、コントロール電圧V
cによりパルサー電源電圧Vpが、例えば第2図(b)
に示すような電圧VP+に維持されているとする(第2
図(ロ)では、正極性側のみを示している)。このよう
な状態で、高電圧パルス発生回路2の出力トランジスタ
Q、のベースに、第1図に示すようなトリガパルスT
p +が印加され、これに続いて出力トランジスタQ、
のベースにトリガパルスTP!が印加されると、それぞ
れパルサー電源電圧VP+に応じた振幅のパルスP8が
出力される。
設定されているとする。このとき、コントロール電圧V
cによりパルサー電源電圧Vpが、例えば第2図(b)
に示すような電圧VP+に維持されているとする(第2
図(ロ)では、正極性側のみを示している)。このよう
な状態で、高電圧パルス発生回路2の出力トランジスタ
Q、のベースに、第1図に示すようなトリガパルスT
p +が印加され、これに続いて出力トランジスタQ、
のベースにトリガパルスTP!が印加されると、それぞ
れパルサー電源電圧VP+に応じた振幅のパルスP8が
出力される。
以降の動作は従来同様である。すなわち、プローブ1か
ら超音波ビームが生体内に送波され、生体内からの反射
エコー信号はプローブ1で受信されて受信回路5に入力
される。受信回路5に人力されたエコー信号は、所定の
遅延を受は処理される。いま、動作モードはBモードに
設定されているので、受信回路5の出力は、エコー処理
回路6に人力される。このエコー処理回路6によってア
ナログデータ処理が行われた後、ディジタル信号に変換
され、DSC8に入力される。このDSC8では、前記
エコー処理されたディジタルデータが表示用のデータに
変換され、R,G、 Bのテレビジタン信号に変換さ
れた後、CRTモニタに表示される。
ら超音波ビームが生体内に送波され、生体内からの反射
エコー信号はプローブ1で受信されて受信回路5に入力
される。受信回路5に人力されたエコー信号は、所定の
遅延を受は処理される。いま、動作モードはBモードに
設定されているので、受信回路5の出力は、エコー処理
回路6に人力される。このエコー処理回路6によってア
ナログデータ処理が行われた後、ディジタル信号に変換
され、DSC8に入力される。このDSC8では、前記
エコー処理されたディジタルデータが表示用のデータに
変換され、R,G、 Bのテレビジタン信号に変換さ
れた後、CRTモニタに表示される。
次に、動作モードがドプラモードに切り換えられたとす
る。このドプラモードでは、多連のパルスを発生するた
めに、超音波エネルギーが所定の値を超えないように、
パルスの振幅を低く抑える必要がある。そこで、コント
ロール電圧Vcヲft1Q御し、第2図0))に示すよ
うに、パルサー電源電圧VpがV p zになるように
する。
る。このドプラモードでは、多連のパルスを発生するた
めに、超音波エネルギーが所定の値を超えないように、
パルスの振幅を低く抑える必要がある。そこで、コント
ロール電圧Vcヲft1Q御し、第2図0))に示すよ
うに、パルサー電源電圧VpがV p zになるように
する。
パルサー電源電圧VpがVPzになるようにコントロー
ル電圧が切り換えられると、それまでバランスのとれて
いた誤差増幅器A、、A、のバランスがくずれる。すな
わち、誤差増幅器A1では出力電圧Vpを大幅に下げる
ように動作し、また、誤差増幅器A!では出力電圧−V
pを大幅に上げるように動作する。これにより、放電用
トランジスタQ、、Q、が共にオンし、それまで高電圧
パルス発生回路2のバイパスコンデンサC2に蓄積され
ていた電荷は、この放電用トランジスタQ3Q4を通っ
て急速に放電される。このため、パルサー電源電圧Vp
は、VP+から■ptに高速に変化する。
ル電圧が切り換えられると、それまでバランスのとれて
いた誤差増幅器A、、A、のバランスがくずれる。すな
わち、誤差増幅器A1では出力電圧Vpを大幅に下げる
ように動作し、また、誤差増幅器A!では出力電圧−V
pを大幅に上げるように動作する。これにより、放電用
トランジスタQ、、Q、が共にオンし、それまで高電圧
パルス発生回路2のバイパスコンデンサC2に蓄積され
ていた電荷は、この放電用トランジスタQ3Q4を通っ
て急速に放電される。このため、パルサー電源電圧Vp
は、VP+から■ptに高速に変化する。
この状態で、前述と同様にして出力トランジスタQ、、
Q、に複数のトリガパルスTP+、TP2が連続して入
力されると、それに応じて、第2図(a)に示すような
多連のパルスP2が出力される。
Q、に複数のトリガパルスTP+、TP2が連続して入
力されると、それに応じて、第2図(a)に示すような
多連のパルスP2が出力される。
これ以降の動作は従来のドプラモード時の動作と同様で
あり、受信回路5及びドプラ処理回路7によって反射エ
コーが処理され、DSC8及びCRTモニタにより血流
情報が得られる。
あり、受信回路5及びドプラ処理回路7によって反射エ
コーが処理され、DSC8及びCRTモニタにより血流
情報が得られる。
同様に、Bモードにおいて、フォーカスを浅深度、深々
度に設定してビームの送受信を行う場合は、コントロー
ル電圧Vcを制御して、パルサー電源電圧Vpが、それ
ぞれ第2図Cb)に示すように、VPs、Vp4になる
ようにする。コントロール電圧Vcを上げた場合は、放
電用トランジスタQ1.Q4はオフし、パルサー電源電
圧Vpは急速に上昇する。パルサー電源電圧Vpがそれ
ぞれ■Pa、VPnに設定されて発生されるパルス波形
は、それぞれ第2図(a)に示すように、P3.P4に
示すような波形となる。
度に設定してビームの送受信を行う場合は、コントロー
ル電圧Vcを制御して、パルサー電源電圧Vpが、それ
ぞれ第2図Cb)に示すように、VPs、Vp4になる
ようにする。コントロール電圧Vcを上げた場合は、放
電用トランジスタQ1.Q4はオフし、パルサー電源電
圧Vpは急速に上昇する。パルサー電源電圧Vpがそれ
ぞれ■Pa、VPnに設定されて発生されるパルス波形
は、それぞれ第2図(a)に示すように、P3.P4に
示すような波形となる。
このように本実施例では、従来、出力電圧をコントロー
ル電圧Vcにより下降させようとしても、高1圧パルス
発生回路2内のバイパスコンデンサCLに蓄積された電
荷のために、ある時定数で定まる速度以上には速く降下
させることができなかった。これに対し、放電用トラン
ジスタQ、、Q4を設けることにより、前記バイパスコ
ンデンサCLの電荷を急速に放電させることができる。
ル電圧Vcにより下降させようとしても、高1圧パルス
発生回路2内のバイパスコンデンサCLに蓄積された電
荷のために、ある時定数で定まる速度以上には速く降下
させることができなかった。これに対し、放電用トラン
ジスタQ、、Q4を設けることにより、前記バイパスコ
ンデンサCLの電荷を急速に放電させることができる。
このため、上昇、下降ともにコントロール電圧Vcによ
り急速に電源電圧Vpを変えることができる。
り急速に電源電圧Vpを変えることができる。
したがって、走査線毎に動作モードを変えても、S/N
比の低下を招くことなく、生体への超音波エネルギーを
最小限にすることが可能である。
比の低下を招くことなく、生体への超音波エネルギーを
最小限にすることが可能である。
(a) 前記実施例では、放電部としての放電用トラ
ンジスタQ、、Q、をパルサーを源装置4の中に組み込
んだ例を示したが、コントロール電圧Vcが下がったこ
とを検出して、放電させるための回路をパルサー電源と
は別に設けてもよい。
ンジスタQ、、Q、をパルサーを源装置4の中に組み込
んだ例を示したが、コントロール電圧Vcが下がったこ
とを検出して、放電させるための回路をパルサー電源と
は別に設けてもよい。
(b) 前記実施例では、本発明のパルサー電源装置
を超音波診断装置に適用したが、発生されるパルスの振
幅を高速に変更させる必要がある装置、例えばソナーや
レーダ装置においても同様に適用することができる。
を超音波診断装置に適用したが、発生されるパルスの振
幅を高速に変更させる必要がある装置、例えばソナーや
レーダ装置においても同様に適用することができる。
このような本発明では、パルサー電源を高速電圧可変型
にできるので、発生されるパルスの振幅を高速に変更す
ることができ、例えば超音波診断装置に適用して、S/
N比の低下を招くことなく生体への超音波エネルギーを
最小限にすることが可能となる。
にできるので、発生されるパルスの振幅を高速に変更す
ることができ、例えば超音波診断装置に適用して、S/
N比の低下を招くことなく生体への超音波エネルギーを
最小限にすることが可能となる。
第1図は本発明の一実施例によるパルサー電源装置及び
高電圧パルス発生回路の回路図、第2図はその動作を説
明するためのパルス波形及び電源電圧波形を示す図、第
3図は前記パルサー電源装置が採用された超音波診断装
置の概略ブロック構成国である。 2・・・高電圧パルス発生回路、4・・・パルサー電源
装置、Q、、Q、・・・制御トランジスタ、Q、、Q4
・・・放電用トランジスタ、A9.At・・・誤差増幅
器。
高電圧パルス発生回路の回路図、第2図はその動作を説
明するためのパルス波形及び電源電圧波形を示す図、第
3図は前記パルサー電源装置が採用された超音波診断装
置の概略ブロック構成国である。 2・・・高電圧パルス発生回路、4・・・パルサー電源
装置、Q、、Q、・・・制御トランジスタ、Q、、Q4
・・・放電用トランジスタ、A9.At・・・誤差増幅
器。
Claims (1)
- (1)パルス発生回路と入力電源の間に直列に接続され
、前記パルス発生回路に供給する電源電圧を変更可能な
パルサー電源装置であって、 制御トランジスタ及び誤差増幅回路を有し、設定された
基準電圧に応じた電源電圧を出力する定電圧電源部と、 前記定電圧電源部の基準電圧設定値が下がったことを検
出する基準電圧検出部と、 前記パルス発生回路に並列接続され、前記基準電圧検出
部の検出結果により前記パルス発生回路に蓄積された電
荷を放電する放電部と、 を備えたパルサー電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22064089A JP2900416B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22064089A JP2900416B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0383111A true JPH0383111A (ja) | 1991-04-09 |
JP2900416B2 JP2900416B2 (ja) | 1999-06-02 |
Family
ID=16754135
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22064089A Expired - Fee Related JP2900416B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2900416B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0611705U (ja) * | 1992-07-21 | 1994-02-15 | 横河メディカルシステム株式会社 | 超音波診断装置 |
CN102436281A (zh) * | 2011-11-04 | 2012-05-02 | 崔建勋 | 脉冲电源控制系统及方法 |
JP2012170793A (ja) * | 2011-02-24 | 2012-09-10 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 超音波画像表示装置用電源回路及び超音波画像表示装置 |
JP2015097657A (ja) * | 2013-11-19 | 2015-05-28 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
JP2015119921A (ja) * | 2013-12-25 | 2015-07-02 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波診断装置 |
-
1989
- 1989-08-28 JP JP22064089A patent/JP2900416B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0611705U (ja) * | 1992-07-21 | 1994-02-15 | 横河メディカルシステム株式会社 | 超音波診断装置 |
JP2012170793A (ja) * | 2011-02-24 | 2012-09-10 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 超音波画像表示装置用電源回路及び超音波画像表示装置 |
CN102436281A (zh) * | 2011-11-04 | 2012-05-02 | 崔建勋 | 脉冲电源控制系统及方法 |
JP2015097657A (ja) * | 2013-11-19 | 2015-05-28 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
JP2015119921A (ja) * | 2013-12-25 | 2015-07-02 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波診断装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2900416B2 (ja) | 1999-06-02 |
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Legal Events
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