JPH0361863A - 適応形ハーフ・ブリッジ及びインピーダンス・メータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の技術分野〉 本発明は、帰還増幅器を含むハーフ・ブリッジとそれを
用いたインピーダンス・メータに関し、特に広帯域高精
度で安定にインピーダンス測定を可能ならしめる技術に
関する。

〈従来技術とその問題点〉 電気素子の精密測定において、帰還増幅器を用いたハー
フ・ブリッジ形インピーダンス・メータが貰用されてい
る。例えば、横河・ヒユーレット・パッカード株式会社
から市販されている４２６１Ａ　ＬＣＲメータ、４２７
５ＡマルチフリケンシＬＣＲメータ、４１９１Ａ　ＲＦ
インピーダンス・アナライザ、４１９４Ａインピーダン
ス／ゲインフエーズアナライザなど多数市販されている
。

第３図に図示しないマイクロプロッセサ制御によるイン
ピーダンス・メータの機能を示す概略回路図を示す。被
測定素子（以下ＤＵＴと呼称する）２は、２端子素子と
して表わされているが、他の端子を有してもよい。例え
ば３端子素子では、第３＠子を接地あるいはバイアスし
て、残りの第１端子と第２端子に対する特性（例えば伝
達インξタンス特性）が測定される。

ＤＵＴＺの端子Ｂは正弦波信号源Ｏ３Ｃ（多数の正弦波
を有してもよいが、一つの正弦波を発生していると仮に
考える）からケーブルＬ＋を介して駆動される。

端子Ｂ上の信号はケーブルＬ！を介してバッファＢ１に
入力され、スイッチＳＯに供給される。ＤＵＴＺの他の
端子Ａは仮想接地されるようにケーブルＬ、を介して増
幅器Ａｃの反転入力端子に接続される。端子Ａはまた、
ケーブルＬ４を介して基準抵抗Ｒ１の一方の端子に接続
され、基準抵抗Ｒ，，の他方の端子ＣはバッファＢ、を
介してスイッチＳＯに接続される。増幅器Ａ、はその非
反転入力端子を接地し、反転入力端子と出力間に抵抗Ｒ
ｔを接続した電流−電圧コンバータ（Ｉ−Ｖコンバータ
）を形成している。

Ｉ−Ｖコンバータの出力は狭帯域増幅器ＮＢＡ及びバッ
ファＢ２を介して端子Ｃに導入される。

ケーブルＬ８、増幅器Ａ、、狭帯域増幅器ＮＢＡ１バッ
ファＢＺ、基準抵抗Ｒｒ、ケーブルＬ４は負帰還ループ
を構成しており、特にヌル・ルプ（ＮＬ）と呼称する。

理想的にはＮＬの一巡位相推移（又は回転）は１８０”
　　（πラジアン）である。

第４図は第３図の狭帯域増幅器ＮＢＡの詳細ブロック図
である。狭帯域増幅器ＮＢＡの増幅度と大きく（例えば
１８０ｄＢ）とするため、変調形増幅器が用いられてい
る。

１−Ｖコンバータ出力は端子りに入力され位相検波器Ｐ
Ｄ、　、ＰＤｚに入力される０位相検波器ＰＤ、　、Ｐ
Ｄｚの検波器信号は、それぞれ０°復調信号、９０’復
調信号であり、互いに９０゜の位相差を有し信号源Ｏ３
Ｃの信号と同一周波数の信号である。

位相検波器ＰＤ、、ＰＤｔの出力はそれぞれの積分器に
より積分増幅されて、直流成分がそれぞれのベクトル発
生器の変調器Ｖ　Ｇｒ　、Ｖ　Ｇｚに入力される。変調
信号は互いに９０°位相差を有するＯ°変調信号と９０
°変調信号で、それぞれＯ°変調信号源ＭＯＩ、９０°
変調信号源Ｍ　Ｏｔから供給される。

第４図において、積分増幅器は位相検波器ＰＤ。

に対しては抵抗ＲＩ、コンデンサＣＩ％直流増幅器Ａ、
から成り、位相検波器ＰＤ、に対しては抵抗Ｒ２、コン
デンサＣ２と直流増幅器Ａ２から威る。

０°復調信号、９０°復調信号はそれぞれＯ°復調信号
源ＤＭ＋、９０°復調信号源ＤＭ、から供給されそれぞ
れ０°変調信号、９０°変調信号とθだけ位相差を有す
るように制御される。従って変調器ＶＧ、　、ＶＧ、の
出力を加算したバッファＢ２への出力は出力端子０１に
現われる。

０°変調信号と９０°変調信号、０°復調信号と９０＠
復調信号のそれぞれが相等しい大きさとすると、入力端
子りへの人力信号と出力端子ＯＩからの出力信号は位相
差θを有する。

もう−度第３図を参照する。バッファＢ＋　、Ｂｓの出
力はスイッチＳｏで交互に位相検波器ＰＤ。

に入力されて、直交信号発生器ＤＴで検波され、積分型
電圧計ＶＲＤに入力される。積分形電圧ＶＲＤは、バッ
ファＢ、、Ｂ、の出力を直交分解して測定し、さらにＤ
ＵＴＺのインξタンスの測定をおこなう。これらは、前
述の機器において一般的に行われている。

さて、信号周波数の上昇、ケーブル長の増加、ＤＵＴイ
ンミタンスの変化によって、ヌル・ループ（ＮＬ）の−
巡位相推移が変化し、ついには、ヌル・ループが不安定
になってしまう。従来、この問題に対して、前述のθを
信号周波数とともに変化させて、解決しようとしていた
。

θの調整は、ソフトウェア的にあるいはハードウェア的
に行われ、θの値は実験的に定めていた。

しかし、ヌル・ループには、第３図に示す様に外部接続
のためのケーブルＬ、、Ｌ！　、Ｌ３、Ｌ４が含まれ、
Ｉ−Ｖコンバータの理想特性からのずれ、ＤＵＴの影響
もあって、端子Ａは仮想接地状態からずれてくる。また
、ケーブルＬ１〜Ｌ４を標準ケーブルと異なるケーブル
を使用するときも同様に不安定な状態となることがあっ
た。

〈発明の目的〉 従って、本発明の目的は、測定状態に適応゛して、ヌル
・ループを安定化する機能を有するハーフ・ブリッジ及
びインピーダンス・メータを実現することである。

〈発明の概要〉 本発明の一実施例では、ヌル・ループを構成する狭帯域
増幅器の変調部と復調部の間でヌル・ループが開放され
、ヌル・ループの一巡位相推移が測定される。測定され
た一巡位相推移から、ヌル・ループの安定に必要な追加
の位相推移（正・負あり）が計算される。計算された追
加の位相推移は、変調信号と復調信号との位相差を制御
することにより実現される。

〈発明の実施例〉 本発明の一実施例では、第３図における狭帯域増幅器Ｎ
ＢＡ、即ち第４図の回路に相当する部分が新規に構成さ
れ、第１図に示すとおりとなる。第１図と第４図におい
て、互いに等価な機能・性能を有する構成部品には同一
の参照番号、記号を付しである。

第４図に対して、新しく追加された構成部品は、スイッ
チＳ　Ｉ　％　Ｓｔ　、Ｓｓ　、Ｓａ　、及び抵抗Ｒ３
Ｒ４、及び抵抗Ｌ　、Ｒ４、直流電源Ｅである。

積分形電圧計ＶＲＤが一巡位相推移の測定用に用いられ
るので、第１図に記載しである。積分形電圧計ＶＲＤは
、第３図におけると同じで、入力直流電圧の比を測定で
きる。入力直流電圧値そのものの測定が可能であること
もある。従って図示しないマイクロプロセッサを含む制
御・計算装置により、人力直流電圧比が交流の実部と虚
部に相当するとき、交流の位相角が求められる。

上記実施例は、つぎのように動作する。まずテスト状態
を得るため、スイッチＳＩ、Ｓ２．５３Ｓ４をそれぞれ
の端子Ｔ側に閉放する。（図示では端子Ｎ側に閉放して
いる）。その他は、測定状態と同一であり、ＤＵＴは接
続されている。

正弦波信号源０８Ｃ１０°復調信号源ＤＭ、、９０°復
調信号源ＤＭ、、０°変調信号源Ｍ　Ｏ＋、９０＠変調
信号源ＭＯ，のそれぞれの出力は、正弦波信号−０，０
＠復調信号ｓｉｎ（ｗｔ＋θ１）９０゜復調信号ｃｏｓ
　（賀ｔ＋θ、）、０°変調信号雨ｓｉｎ−（ｗｔ＋θ
り、９０°変調信号ｃｏｓ（ｗｔ＋θｔ）である。ここ
で振幅は全て１と仮定しているが、振幅におけるわずか
な違いは、本願発明の主旨に無関係である。Ｗは角周波
数、ｔは時間、θ１と０２は位相角であり、通常θ１は
零にえらばれる。

さらに、これらの変復調用信号は、矩形波などの非正弦
波でもよい０通常、矩形波信号を賞月している。これら
矩形波信号は、高調波による変調積が小さいときは基本
波である正弦波と同様の効果を有する。本発明に関連す
るヌル・ループでは、そのようになっており、全て正弦
波と考えても本発明の主旨を理解する妨げにはならない
、変調器ＶＧ、、ＶＧ、の入力は直流電源からの直流電
圧が入力されるから、絶対振幅を無視して、出力端Ｏ１
にｓｉｎ（ｗｔ＋θｔ　＋　ｇ／４）が出力される。狭
帯域増幅器ＮＢＡの入力りには、外部回路でさらに移相
された信号ｓｉｎ（ｗｔ＋θ２＋π／４＋θ、）が帰還
される。　θ、は外部回路の移相量である。この信号が
復調器ＰＤ、、ＰＤ、で復調されて、それぞれ平滑直流
増幅されて、増幅器ＡＩ、Ａｔから出力される。

増幅器ＡＩの出力直流電圧■、はｃｏｇ　（θ２＋π／
４＋θ８−θ１）に、比例する。

説明を簡単にするため、Ｒ＋　＝Ｒｇ　、Ｒｓ　＝Ｒ−
Ｃ，ヨＣ２と選べば、 ３（、−−ｊａｎ（θ２　＋π／４＋θ８−θＩ　）　
　　−（すｇ となる。

従って、図示しない計算装置により δ＝θ２＋π／４＋θ８−θ、　−ｔａｎ　−’　（Ｖ
＋　／ｖ２）（ラジアン）　　　　　　　　　　　　−
（２）が求められる。

ヌル・ループが安定に動作するためには、θ２＋θ８−
θ、ヨπ（ラジアン）　　　　−（３）であればよい。

従って、 δ＝π／４＋π　　　　　　　　　　　　　−（４）と
なるように　０２−〇、を調整すればよい。

式（２）からもわかるように逆正接関数は上値の範囲し
か示さないから式（４）よりも、 δ−π／４　　　　　　　　　　　　　　　−（５）と
なるように調整される。

従って、一般に低周波においてθ、がほとんどπであり
周波数の上昇につれて０８がπより増加するから、θ８
が大きく変化する恐れがある場合は、低周波数から数点
の周波数においてδを測定して、θ、の真の値を近似的
に求めてもよい。

あるいは、θ２−０１を変化させて、δ＝π／４となる
値に収束させるように自動制御してもよい、この場合、
やはり大きな位相推移があれば、δのみの観測ではθ２
−θ８を一意に決定できない、この場合は、■１と■２
を別別に測定するか、θ８−θ、の値を仮に決定し、ス
イッチＳｌ、Ｓ！、Ｓ、、Ｓ４をそれぞれの端子Ｎ側に
閉放して、ヌル・ループの発振の有無を確認し、発振が
なければ正解としそれを用い、発振があれば、θ２−θ
、をπだけ小さくする手順を追加する。

上述の調整を完了し、スイッチＳｔ　、　Ｓｔ　、　５
３Ｓ４をそれぞれ端子Ｎ側に閉放すれば、第３図に示す
従来技術のインピーダンス・メータにおけると同様に動
作する。

なお、抵抗Ｒｓ、Ｒａは、積分器の増幅度を制限して、
δの測定を可能にするためのものである。

θ２−０１を与えるための回路例を第２図に示す。第２
図では、所要の０２−θ１を近似してπ／８ラジアン（
２２，５”　）ステップで設定するためのものである。

この回路では−−２πｆｎとするとき、周波数ｆｔｍの
デジタル信号ｆｔｓ入力と周波数１６ｆｏ＋のクロック
信号１６ｆａクロツクを入力端子Ｌ、１３よりそれぞれ
導入される。

■８に入力した信号は、そのまま復調信号源ＤＭ１の出
力となるとともに、９０°移相回路ＩＣ。

の入力となる。９０°移相回路ＩＣ，は、１６ｆ−クロ
ックによりｆｌＩ入力を４拍シフトして復調信号源ＤＭ
、の出力を与える。

１６進プリセットカウンタＩＣ，は、ｆＩｍ入力の立ち
上りによって、端子Ｉ４からのデータをロードし、１６
ｆ−クロックによりカンウドし、そのデコーティ比り０
％出力を９０＠移相器ＩＣ，へ人力するとともに、変調
信号源ＭＯ，の出力を与える。一方、９０°移相器ＩＣ
１は、その前記入力を１６ｆ■クロツクにより４拍シフ
トし変調信号源ＭＤ、の出力を与える。

端子ｌ、の入力データは４ビツトで与えられ、例えば、
その値が４、のとき、θ８−０１−π／２（−４Ｘπ／
８）である。

〈発明の効果〉 以上詳述したように、本発明の実施により、つぎのよう
な効果が得られる。

１）　自動レンジングを行う最近のインピーダンス・メ
ータにおいて、測定条件やＤＵＴの違いによってヌル・
ループが発振し、ブリッジの平衡がとれないといことが
なくなる。

２）　その結果、従来のように、工場において出荷前に
校正を行い、各周波数や測定レンジに応じた移相量を決
定し、それを記憶装置に書き込む必要がなくなる。

さらに、−巡移相量を測定して、ヌル・ループの異常を
自動的に検出することができる。

４）必要に応じて、変調信号と復調信号量位相差を、ヌ
ル・ループの一巡位相差がπでないよう３） 第１図は、本発明の一実施例に用いる信号の移相を行う
ヌル・ループの１部分である狭帯域増幅器の概略回路図
である。

第２図は、第１図の変調信号と復調信号間の位相差を制
御するための回路の一実施例の概略回路図である。

第３図は、従来技術によるインピーダンス・メータの機
能を示ス概略回路図である。

第４図は、第１図の狭帯域増幅器に対応する従来技術の
狭帯域増幅器である。

Ｚ：ＤＵＴ（被測定素子） Ｏ３Ｃ：正弦波信号源 Ｌ＋　、Ｌ！、Ｌｓ、Ｌａ　　：ケーブルＢ＋　、Ｂｚ
、Ｂ、：バッファＳｏ、Ｓ＋　ＳＳｔ、Ｓｚ、Ｓ４　　
：（単極双投）　スイッチ Ａ１、Ａｔ５Ａｒ、：増幅器 ＮＢＡ＝狭帯域増幅器 ＮＬ＝ヌル・ループ ＰＤｔ　、ｐ［）、−位相検波器 ＶＧＩ　、ＶＧｇ−変調器 ＤＭ、＝０°復調信号源 ＤＭｚ　＝９０”復調信号源 ＭＯ，−０°変調信号源 Ｍ○２＝９０°変調信号源

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１、第２の端子を有する被測定素子（以下ＤＵＴ
   と呼称する）の前記第１の端子に接続された接地信号源
   と、前記ＤＵＴの前記第２の端子に接続され、該第２の
   端子を仮想接地するとともに、前記ＤＵＴに流れる電流
   を電圧に変換する帰還増幅器とからなり、前記帰還増幅
   器の帰還ループを開放し、該帰還ループの位相回転を検
   出して該位相回転を所定値に制御するようにした適応形
   ハーフ・ブリッジ。 ２、前記位相回転の検出時に、前記信号源出力を零とす
   る請求項１記載の適応形ハーフ・ブリッジ。 ３、前記帰還増幅器が変調形増幅器で、前記位相回転を
   制御するため、変調信号と復調信号の位相差を制御する
   ようにした請求項１記載の適応形ハーフ・ブリッジ。 ４、前記位相回転の検出は、前記変調器と前記復調器の
   間を開放しておこなうことを特徴とする請求項３記載の
   適応形ハーフ・ブリッジ。 ５、被測定素子（以下ＤＵＴと呼称する）の第１の端子
   に接続された接地信号源と、前記ＤＵＴの第２の端子に
   接続され、該第２の端子を仮想接地するとともに、前記
   ＤＵＴに流れる電流を電圧に変換する帰還増幅器と、前
   記ＤＵＴの第１、第２の端子間電圧と前記変換された電
   圧から前記ＤＵＴのインピーダンスを測定するベクトル
   電圧計とから成り、前記ベクトル電圧計が前記帰還増幅
   器の１巡位相回転を検出するようにしたインピーダンス
   ・メータ。