JPH0360214A - 半導体素子の保護回路 - Google Patents
半導体素子の保護回路Info
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- JPH0360214A JPH0360214A JP19600289A JP19600289A JPH0360214A JP H0360214 A JPH0360214 A JP H0360214A JP 19600289 A JP19600289 A JP 19600289A JP 19600289 A JP19600289 A JP 19600289A JP H0360214 A JPH0360214 A JP H0360214A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
- H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
この発明は、非定常状態におかれた半導体素子を、回路
的に保護する半導体素子の保護回路に関する。
的に保護する半導体素子の保護回路に関する。
(従来の技術)
半導体素子は非定常状態、すなわち、定格以上の過電流
や過温度に弱く、容易に特性劣化をきたす。そこで、半
導体素子としての特性劣化防止のためには、非定常状態
に対する半導体素子の保護回路が必要となる。
や過温度に弱く、容易に特性劣化をきたす。そこで、半
導体素子としての特性劣化防止のためには、非定常状態
に対する半導体素子の保護回路が必要となる。
ところで、従来、この種保護回路としては、以下のよう
なものがある。
なものがある。
(1)MOSFETの場合において、ゲート・ソース間
を短絡して、MOSFETを完全にOFFする方式(特
開昭62−18750号公報参照)。
を短絡して、MOSFETを完全にOFFする方式(特
開昭62−18750号公報参照)。
(2)半導体素子が熱破壊する温度未満の温度で溶断す
るヒユーズを設ける方式(実開昭61−111159号
公報参照)。
るヒユーズを設ける方式(実開昭61−111159号
公報参照)。
(3)半導体素子の抵抗値を増加させて電流をリミット
する方式。
する方式。
(4)PW、M (、パルス幅変調)制御によって、半
導体素子の動作時間を間引くことにより発熱量を制御す
る方式。
導体素子の動作時間を間引くことにより発熱量を制御す
る方式。
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、」二記の如き従来方式にあっては、まず
、(1)と(2)の方式では、予め設定した設定条件に
なると、半導体素子の保護回路が自動的に動作し、これ
によって即半導体素子は完全にOFF状態となるので、
例えば半導体素子を自動車のヘッドライト用半導体スイ
ッチに適用した場合、予め設定した設定条件になると即
スイッチが0FFL、運転者の運転操作性を害するとい
う問題点があった。
、(1)と(2)の方式では、予め設定した設定条件に
なると、半導体素子の保護回路が自動的に動作し、これ
によって即半導体素子は完全にOFF状態となるので、
例えば半導体素子を自動車のヘッドライト用半導体スイ
ッチに適用した場合、予め設定した設定条件になると即
スイッチが0FFL、運転者の運転操作性を害するとい
う問題点があった。
例えば、夜間走行中において、保護回路が動作した場合
、何の前触れもなく突然へラドライトが消えるので、運
転者は急に周囲の状況がわからなくなり、運転者の運転
操作性が害される。
、何の前触れもなく突然へラドライトが消えるので、運
転者は急に周囲の状況がわからなくなり、運転者の運転
操作性が害される。
また、この種保護回路においては、誤動作を防止するた
めに一定のヒステリシスを設けることが一般的であるが
、例えば過温度が原因で保護回路が動作した場合、温度
というのは変化の時定数が長いので、ヒステリシスを設
けた場合、正常動作に復帰するまでにかなりの時間を要
する。このため、例えば、60Km/hで走行中、10
秒間保護回路が働いたとすると、その間160mはヘッ
ドライトが消えた状態で走行することになり、同じく運
転者の運転操作性が害されるという問題点があった。
めに一定のヒステリシスを設けることが一般的であるが
、例えば過温度が原因で保護回路が動作した場合、温度
というのは変化の時定数が長いので、ヒステリシスを設
けた場合、正常動作に復帰するまでにかなりの時間を要
する。このため、例えば、60Km/hで走行中、10
秒間保護回路が働いたとすると、その間160mはヘッ
ドライトが消えた状態で走行することになり、同じく運
転者の運転操作性が害されるという問題点があった。
一方、(3)の方式にあっては、半導体素子の抵抗値を
増加させて電流をリミットする方式なので、半導体素子
自身の発熱を促進してしまい、熱破壊を引き起こしやす
いという問題点があった。
増加させて電流をリミットする方式なので、半導体素子
自身の発熱を促進してしまい、熱破壊を引き起こしやす
いという問題点があった。
また、(4)の方式にあっては、パルス時間変調により
半導体素子を動作させる時間を制御しているものの、シ
ョート、つまり負荷の動作が全く期待できない場合にも
半導体素子へは電流が流れているので、これによる発熱
や電波障害を引き起こすという問題点があった。
半導体素子を動作させる時間を制御しているものの、シ
ョート、つまり負荷の動作が全く期待できない場合にも
半導体素子へは電流が流れているので、これによる発熱
や電波障害を引き起こすという問題点があった。
この発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、運転者
の運転操作性を害さず、しかも熱破壊等を発生させない
半導体素子の保護回路を提供することを目的とする。
の運転操作性を害さず、しかも熱破壊等を発生させない
半導体素子の保護回路を提供することを目的とする。
(課題を解決するための手段)
この発明は、上記課題を達成するために、半導体素子が
非定常状態におかれた場合の素子破壊を防止する半導体
素子の保護回路において、半導体素子の定常状態から非
定常状態に至る範囲までの使用状態を所定の出力レベル
で検出する使用状態検出手段と、 上記使用状態検出手段の出力レベルを、当該半導体素子
の定格範囲を参照しつつ、定常使用状態から非定常使用
状態に至る範囲にわたって3つの動作領域に分割する手
段と、を設け、 第1の動作領域では常に上記半導体素子をON状態とし
、 第2の動作領域では上記半導体素子をP W M mi
御し、 第3の動作領域では、上記半導体素子をOFF状態にす
ることを特徴とする。
非定常状態におかれた場合の素子破壊を防止する半導体
素子の保護回路において、半導体素子の定常状態から非
定常状態に至る範囲までの使用状態を所定の出力レベル
で検出する使用状態検出手段と、 上記使用状態検出手段の出力レベルを、当該半導体素子
の定格範囲を参照しつつ、定常使用状態から非定常使用
状態に至る範囲にわたって3つの動作領域に分割する手
段と、を設け、 第1の動作領域では常に上記半導体素子をON状態とし
、 第2の動作領域では上記半導体素子をP W M mi
御し、 第3の動作領域では、上記半導体素子をOFF状態にす
ることを特徴とする。
(作m〉
この発明では、半導体素子の使用状態を所定の出力レベ
ルで検出する手段と、該使用状態検出手段の出ノルベル
を半導体素子の定格範囲を参照しつつ、定常使用状態か
ら非定常使用状態に至る範囲にわたって3つの動作領域
に分割する手段とを設け、第1の動作領域では常に半導
体素子をON状態、第2の動作領域ではPWM制御、第
3の動作領域ではOFF状態にするので、検出された半
導体素子の非定常状態が半導体素子の動作時間を制御す
ることにより保護できる範囲内ではPWM制御をすると
ともに、該PWM制御によっては半導体素子を保護でき
ない範囲では、半導体素子を完全にOFF状態とするこ
とができる。
ルで検出する手段と、該使用状態検出手段の出ノルベル
を半導体素子の定格範囲を参照しつつ、定常使用状態か
ら非定常使用状態に至る範囲にわたって3つの動作領域
に分割する手段とを設け、第1の動作領域では常に半導
体素子をON状態、第2の動作領域ではPWM制御、第
3の動作領域ではOFF状態にするので、検出された半
導体素子の非定常状態が半導体素子の動作時間を制御す
ることにより保護できる範囲内ではPWM制御をすると
ともに、該PWM制御によっては半導体素子を保護でき
ない範囲では、半導体素子を完全にOFF状態とするこ
とができる。
(実施例の説明)
次に、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第1図は、本発明が車両のヘッドライト用半導体スイッ
チの保護回路に適用された場合の全体構成を示すブロッ
ク図で、電源側VDDと負荷2間には、半導体スイッチ
となるパワーMO3FETIと、このパワーMO8FE
TIと並列に接続されたカレントミラーMO8FET3
およびシャント抵抗4が接続されている。
チの保護回路に適用された場合の全体構成を示すブロッ
ク図で、電源側VDDと負荷2間には、半導体スイッチ
となるパワーMO3FETIと、このパワーMO8FE
TIと並列に接続されたカレントミラーMO8FET3
およびシャント抵抗4が接続されている。
ここで、パワーMO8FETIは、N型半導体にドレイ
ン1DとソースISが設けられたNチャネルFETで、
ソース1S側に負荷2を持つソースフォロワ型(ハイサ
イドスイッチ型)になっているため、ゲートIGの電圧
を電源電圧VDD(ドレイン1Dの電圧)より高くする
と半導体スイッチとしてOFFするよう構成されている
。
ン1DとソースISが設けられたNチャネルFETで、
ソース1S側に負荷2を持つソースフォロワ型(ハイサ
イドスイッチ型)になっているため、ゲートIGの電圧
を電源電圧VDD(ドレイン1Dの電圧)より高くする
と半導体スイッチとしてOFFするよう構成されている
。
なお、カレントミラーMO3FET3は、パワーMO8
FETIの1/1000〜1/10000の負荷抵抗を
有するFETで、カレントミラーMO8FET3に流れ
る電流はシャント抵抗4の両端A、 Bの電圧より検
知されている。
FETIの1/1000〜1/10000の負荷抵抗を
有するFETで、カレントミラーMO8FET3に流れ
る電流はシャント抵抗4の両端A、 Bの電圧より検
知されている。
一方、5はシャント抵抗4の両端電圧を増幅する電流検
知回路で、この電流検知回路5の出力はPWM回路6に
送られている。
知回路で、この電流検知回路5の出力はPWM回路6に
送られている。
そして、PWM回路6では、電流検知回路5の出力レベ
ルに基づいた所定時間のみ昇圧回路7にパルス幅変調さ
れた信号を送り、これによってパワーMO8FETIお
よびカレントミラーMO8FET3のゲート電圧を昇圧
して、負荷2への通電時間を制御している。
ルに基づいた所定時間のみ昇圧回路7にパルス幅変調さ
れた信号を送り、これによってパワーMO8FETIお
よびカレントミラーMO8FET3のゲート電圧を昇圧
して、負荷2への通電時間を制御している。
以」二が本実施例の基本構成であるが、次にその件mを
説門する。
説門する。
ところで、車両用へラドライトの場合、定格より過大な
電流が半導体スイッチに流れた場合でも、半導体スイッ
チ保護が優先されて、即ヘッドライトがOFFされては
運転者の運転操作性が害される。
電流が半導体スイッチに流れた場合でも、半導体スイッ
チ保護が優先されて、即ヘッドライトがOFFされては
運転者の運転操作性が害される。
一方、半導体スイッチの場合、定格の数倍の瞬間的な電
流には耐える構造になっている。
流には耐える構造になっている。
そこで、半導体スイッチとして、定格領域の電流が流れ
ている場合は常時スイッチをON状態とし、所定の過電
流領域であって半導体スイッチの動作時間を間引くこと
によって半導体スイッチを保護できる範囲ではPWM制
御を行い、さらに大きな電流が流れてPWM制御によっ
ても半導体スイッチを保護できない場合はスイッチを完
全にOFF状態とし、完全ON状態から完全OFF状態
へPWM制御を介してリニヤに移行することにより、過
電流が流れた場合でも徐々にヘッドライトの照度を減衰
させるよう構成したのが本実施例である。
ている場合は常時スイッチをON状態とし、所定の過電
流領域であって半導体スイッチの動作時間を間引くこと
によって半導体スイッチを保護できる範囲ではPWM制
御を行い、さらに大きな電流が流れてPWM制御によっ
ても半導体スイッチを保護できない場合はスイッチを完
全にOFF状態とし、完全ON状態から完全OFF状態
へPWM制御を介してリニヤに移行することにより、過
電流が流れた場合でも徐々にヘッドライトの照度を減衰
させるよう構成したのが本実施例である。
第2図は、第1図の詳細回路図であるが、カレントミラ
ーMO8FET3は分流器の役割をしており、パワーM
O8FETIと同じ構造で負荷抵抗の大きさが1/1.
000〜1/10000の大きさである。
ーMO8FET3は分流器の役割をしており、パワーM
O8FETIと同じ構造で負荷抵抗の大きさが1/1.
000〜1/10000の大きさである。
ここで、パワーMO3FETIの両端C,D間の電圧を
VPS、パワーMO8FETIの負荷抵抗をRp、カレ
ントミラーMO8FET3の負荷抵抗をRm、 シャ
ント抵抗4の抵抗値をr、パワーMO3FETIに流れ
る電流をID−+ カレントミラーMO3FET3およ
びシャント抵抗4に流れる電流を■いとすると、 Vps=Io−Rp=IMRM+Ixr (1)と
なる。
VPS、パワーMO8FETIの負荷抵抗をRp、カレ
ントミラーMO8FET3の負荷抵抗をRm、 シャ
ント抵抗4の抵抗値をr、パワーMO3FETIに流れ
る電流をID−+ カレントミラーMO3FET3およ
びシャント抵抗4に流れる電流を■いとすると、 Vps=Io−Rp=IMRM+Ixr (1)と
なる。
従って、点C(またはD)に流れる電流をIDとすると
、シャント抵抗4の両端A、 Bの電圧VA−VBは
、 VA−Vs=rIM=r (Io−1o−)(2) となる。
、シャント抵抗4の両端A、 Bの電圧VA−VBは
、 VA−Vs=rIM=r (Io−1o−)(2) となる。
このシャント抵抗4の両端電圧は、電流検出回路5内の
差動増幅器8で増幅される。
差動増幅器8で増幅される。
この場合、差動増幅器8で増幅された出力VTは次式で
表せる。
表せる。
VT=R−L(VA−Va)
R1(3)
ところで、−殻間には、PWM回路6内の三角波発生回
路9では、第3図(a)に示す如き三角波Toが単位時
間ごと出力されており、コンパレータlOでは、三角波
Toの出力レベルVΔと、電流発生回路5から出力され
る出力レベルVTとの比較がなされ、VAの方が高いと
きのみゲート電圧昇圧信号Vcが昇圧回路7に出力され
る。
路9では、第3図(a)に示す如き三角波Toが単位時
間ごと出力されており、コンパレータlOでは、三角波
Toの出力レベルVΔと、電流発生回路5から出力され
る出力レベルVTとの比較がなされ、VAの方が高いと
きのみゲート電圧昇圧信号Vcが昇圧回路7に出力され
る。
従って、今例えば、第3図(a)に示す如きレベルでV
ΔおよびVTの出力が得られると、三角波Toと上記(
3)式との交点座標より、同図(b)に示す如きパルス
幅(デユーティ)t2−t++ t4−t3+・・・
を有する昇圧信号Vcが昇圧回路7に出ノJされること
になり、この間だけパワーMO3FETIはONするこ
とになる。
ΔおよびVTの出力が得られると、三角波Toと上記(
3)式との交点座標より、同図(b)に示す如きパルス
幅(デユーティ)t2−t++ t4−t3+・・・
を有する昇圧信号Vcが昇圧回路7に出ノJされること
になり、この間だけパワーMO3FETIはONするこ
とになる。
従って、電流1oが徐々に大きくなり、出力VTが第3
図(a)に示す如く右上がりに変化すると、これに応じ
て同図(b)に示す如く、パルス幅は段々狭くなってい
き、VTの値が三角波TOの頂点で示される値VDDを
越えると、パルス幅は0となり、昇圧回路7へは一切出
力されなくなる。
図(a)に示す如く右上がりに変化すると、これに応じ
て同図(b)に示す如く、パルス幅は段々狭くなってい
き、VTの値が三角波TOの頂点で示される値VDDを
越えると、パルス幅は0となり、昇圧回路7へは一切出
力されなくなる。
従って、この状態では、パワーMO8FETIは完全に
OFF状態となる。
OFF状態となる。
ところで、第3図(a)に示した例では、三角波Toは
VΔ=Oの線(時間T軸)上に立っているが、本実施例
では第4図に示す如く、三角波TOの出力レベルVΔを
Voだけオフセットし、VΔ=Voの線(直線L)上に
三角波Toを立たせている。
VΔ=Oの線(時間T軸)上に立っているが、本実施例
では第4図に示す如く、三角波TOの出力レベルVΔを
Voだけオフセットし、VΔ=Voの線(直線L)上に
三角波Toを立たせている。
この場合、VTの値がV口辺下ではPWM制御がなされ
ないので、Voの値をパワーMO8FET1の過電流保
護に対する所定レベルに設定しておくと、VTの値がV
o口辺下はパワーMO8FETIは常にON状態とされ
、VTの値がV。以、I:、でVDD以下の範囲ではP
WM制御され、VTの饋がVDD以」二では完全にOF
F状態とすることができる。
ないので、Voの値をパワーMO8FET1の過電流保
護に対する所定レベルに設定しておくと、VTの値がV
o口辺下はパワーMO8FETIは常にON状態とされ
、VTの値がV。以、I:、でVDD以下の範囲ではP
WM制御され、VTの饋がVDD以」二では完全にOF
F状態とすることができる。
この場合、PWM制御を始める電流を■DPs完全にO
FFとなる電流をIDOとすると、Vo = (I o
= ID、の時のVT)=RL (V A −V B
) 1 =R2・r(IoP−IOP′) 1 (4) vDD= (Io=Inoの時のVT) =凡L−r 1 (Ioo−Ioo”) (5) となる。
FFとなる電流をIDOとすると、Vo = (I o
= ID、の時のVT)=RL (V A −V B
) 1 =R2・r(IoP−IOP′) 1 (4) vDD= (Io=Inoの時のVT) =凡L−r 1 (Ioo−Ioo”) (5) となる。
従って、上記(4)、 (5)式を満たすようV。と
R2/ R+を決定すれば良い。
R2/ R+を決定すれば良い。
本実施例では、上記の如く、パワーMOS F ETl
に流れる電流に応じて、3挿の動作領域を設け、定格範
囲内ではON状態、過電流に対する保護が要求される所
定範囲内ではPWM制御に移行し、さらにショートや非
常に大きな電流が流れる場合には完全にOFF状態にす
るよう構成したので、パワーMO5FETIに定格以上
の電流が流れてもヘッドライトは直ぐには消灯せず、ま
ずPWM制御によって徐々に照度が減衰されていき、さ
らに所定以上の過電流が流れたらヘッドライトは完全に
消灯される。このため、半導体スイッチに定格以上の過
電流が流れた場合でも、前方はすぐには暗くならず、運
転者の運転操作性は害されない。
に流れる電流に応じて、3挿の動作領域を設け、定格範
囲内ではON状態、過電流に対する保護が要求される所
定範囲内ではPWM制御に移行し、さらにショートや非
常に大きな電流が流れる場合には完全にOFF状態にす
るよう構成したので、パワーMO5FETIに定格以上
の電流が流れてもヘッドライトは直ぐには消灯せず、ま
ずPWM制御によって徐々に照度が減衰されていき、さ
らに所定以上の過電流が流れたらヘッドライトは完全に
消灯される。このため、半導体スイッチに定格以上の過
電流が流れた場合でも、前方はすぐには暗くならず、運
転者の運転操作性は害されない。
次に本発明の第2実施例を第5図に示す。
ところで、上記実施例においては、電流検出回路5から
出力される出力レベルに応じて、PWM回路6は昇圧回
路7にゲート昇圧信号Vcを出力していたが、この実施
例では、昇圧回路7の前にNOR回路11を設けている
。
出力される出力レベルに応じて、PWM回路6は昇圧回
路7にゲート昇圧信号Vcを出力していたが、この実施
例では、昇圧回路7の前にNOR回路11を設けている
。
このため、PWM制御でアナログ的に半導体スイッチを
完全にOFF動作をさせるのではなく、電流検出信号5
からリセット信号RF、、を出力してNOR回路11で
昇圧回路7の動作をさせるので、過電流によって発生し
た熱によって回路動作が変化しても確実に半導体スイッ
チをOFFできるという効果を有する。
完全にOFF動作をさせるのではなく、電流検出信号5
からリセット信号RF、、を出力してNOR回路11で
昇圧回路7の動作をさせるので、過電流によって発生し
た熱によって回路動作が変化しても確実に半導体スイッ
チをOFFできるという効果を有する。
次に、本発明の第3実施例を第6図に示すが、この例で
は、負荷2を電源側VDDに設け、ローサイド型とした
ので、昇圧回路7が不要になり、第1の実施例に比し回
路構成が簡単になるという効果を有する。
は、負荷2を電源側VDDに設け、ローサイド型とした
ので、昇圧回路7が不要になり、第1の実施例に比し回
路構成が簡単になるという効果を有する。
次に、本発明の第4実施列を第7図〜第11図に基づい
て説明する。
て説明する。
ところで、これまで、本発明がへラドライト用半導体ス
イッチの過電流保護回路に適用された場合について説明
してきたが、本実施例はヘッドライト用半導体スイッチ
の過温度保護回路に適用された場合である。
イッチの過電流保護回路に適用された場合について説明
してきたが、本実施例はヘッドライト用半導体スイッチ
の過温度保護回路に適用された場合である。
第7図は、本実施的の基本構成を示すブロック図である
。
。
ところで、本実施例が上記第1の実施Pi11と異なる
のは、第1の実施例に用いた過電流検出用のカレントミ
ラーMO8FET3およびシャント祇抗4に代えてパワ
ーMO3FETIと熱的に結合されたSiダイオード等
によりなる感温素子12が設けられたこと、および電流
検出回路5に代えて過温度検出回路13を設けたことで
ある。
のは、第1の実施例に用いた過電流検出用のカレントミ
ラーMO8FET3およびシャント祇抗4に代えてパワ
ーMO3FETIと熱的に結合されたSiダイオード等
によりなる感温素子12が設けられたこと、および電流
検出回路5に代えて過温度検出回路13を設けたことで
ある。
従って、上記第1の実施例にmいたものと同−構成部材
には同一符号を付してその説明を省略する。
には同一符号を付してその説明を省略する。
ところで、半導体素子は熱に弱く、150℃程度になる
と特性の劣化をきたし、熱的に破壊する。
と特性の劣化をきたし、熱的に破壊する。
一方、過温度保護回路を用いてパワーMO3FETIを
ON、OFFする場合、スレッショルド付近のチャタリ
ングを防ぐために、例えば150℃で動作して80℃で
リセットするというように、ヒステリシスを設ける必要
がある。
ON、OFFする場合、スレッショルド付近のチャタリ
ングを防ぐために、例えば150℃で動作して80℃で
リセットするというように、ヒステリシスを設ける必要
がある。
このため、いったん過温度保護回路が動作して復帰する
までには、例えば10秒程度の時間がかかる。
までには、例えば10秒程度の時間がかかる。
ところで、このような回路を用いて車両用へラドライト
を駆動する場合、保護回路が突然動作してなかなか復帰
しないということは運転者の運転操作性を害する。
を駆動する場合、保護回路が突然動作してなかなか復帰
しないということは運転者の運転操作性を害する。
そこで、本実施例においても、パワーMO5FET1の
ゲート電圧をPWM制御できるようにしておき、この制
御を温度検出回路13およびPWM回路6の出力によっ
て行う構成となっている。
ゲート電圧をPWM制御できるようにしておき、この制
御を温度検出回路13およびPWM回路6の出力によっ
て行う構成となっている。
なお、過温度の検出には、バンドギャップ基準電圧を用
いる方法(第12図参照)やダイオードの順方向電圧を
見る方法などがあるが、本実施例ではダイオードの順方
向電圧を調べることにより過温度の検出がなされている
。
いる方法(第12図参照)やダイオードの順方向電圧を
見る方法などがあるが、本実施例ではダイオードの順方
向電圧を調べることにより過温度の検出がなされている
。
第8図において、パワーMO8FETIと熱的に結合し
た感温素子12は、温度の上昇に伴って順方向電圧Vf
も下がる(第9図参照)。
た感温素子12は、温度の上昇に伴って順方向電圧Vf
も下がる(第9図参照)。
そして、この順方向電圧Vfは、温度検出回路13中の
差動増幅器8に入力され、基準電圧源14から出力され
る基準電圧VRとの差が増幅されてVTとして出力され
る(第9図参照)。
差動増幅器8に入力され、基準電圧源14から出力され
る基準電圧VRとの差が増幅されてVTとして出力され
る(第9図参照)。
VTと、Vf、VRとの関係は次式で示される。
vT=R−L(VR−Vf)
RI (6)ここで、コンパ
レータ10は、第10図(C)に示す如く、三角波発生
回路9の出力VΔとVTとを比較し、VΔの方が高いと
きのみ出力する。
レータ10は、第10図(C)に示す如く、三角波発生
回路9の出力VΔとVTとを比較し、VΔの方が高いと
きのみ出力する。
従って、第10図(b)のようなパルス幅を有するPW
M波形となる。
M波形となる。
なお、本実施例ではR4,R2,V、Rの値を調整する
ことによって、VTの傾きを決める。
ことによって、VTの傾きを決める。
例えば、第11図に示す如く、過温度に対する定柊範囲
内の80°C未満を完全ONN領域α適過温度対する保
護が要求される80℃以−11150℃未満をPWM動
作領域β、150°C以上を完全OFF領域γとする。
内の80°C未満を完全ONN領域α適過温度対する保
護が要求される80℃以−11150℃未満をPWM動
作領域β、150°C以上を完全OFF領域γとする。
ここで、80℃のときの順方向電圧VfをVf8o、1
50℃のときのVfをV f 1so 、 PWM回路
6からの出力をVcとすると、80℃のときのV c
= V oo、 150℃のときのVc=Oとするた
めには、次の関係が必要となる。
50℃のときのVfをV f 1so 、 PWM回路
6からの出力をVcとすると、80℃のときのV c
= V oo、 150℃のときのVc=Oとするた
めには、次の関係が必要となる。
R2(VR−Vf+ 5o)=Vo。
RI (7)R2(
VR−VfH))=O R1(8) また、 Vf+5o =Vfso+70 α (σ
:比例係数(V/’C))(9) の関係が成立するので、 に設定すれば良い。
VR−VfH))=O R1(8) また、 Vf+5o =Vfso+70 α (σ
:比例係数(V/’C))(9) の関係が成立するので、 に設定すれば良い。
通常は、Vf8o、 α、VDDは予め決定されてい
るので、O<VR<VDDになるようにR2/R1を決
定すれば良い。
るので、O<VR<VDDになるようにR2/R1を決
定すれば良い。
なお、上記の例では、PWM動作を始める温度TL=8
0°としたが、PWM動作を始める温度TLは、通常の
動作では起こり得ないような温度で、しかも完全OFF
温度Tuよりもなるべく離れていることが望ましい。そ
のほうが完全OFF領域へ至るマージンが大きくとれる
からである。
0°としたが、PWM動作を始める温度TLは、通常の
動作では起こり得ないような温度で、しかも完全OFF
温度Tuよりもなるべく離れていることが望ましい。そ
のほうが完全OFF領域へ至るマージンが大きくとれる
からである。
本発明に係わる第4の実施例は、」二記の如く、パ’7
−M08FETIの過温度に対する定格領域ではパワー
MO5FETIを常にONL、所定の設定値以上の温度
になったらPWM制御を行い、さらに短時間の過温度状
態でも半導体素子が破壊する温度になったら完全にPW
M回路の出力をOFFするよう構成したので、従来の如
く、何の前触れもなく保護回路が動作することを防止で
き、突然目の前が真っ暗になるということを防止できる
。
−M08FETIの過温度に対する定格領域ではパワー
MO5FETIを常にONL、所定の設定値以上の温度
になったらPWM制御を行い、さらに短時間の過温度状
態でも半導体素子が破壊する温度になったら完全にPW
M回路の出力をOFFするよう構成したので、従来の如
く、何の前触れもなく保護回路が動作することを防止で
き、突然目の前が真っ暗になるということを防止できる
。
さらに、温度が」−昇してくるとPWM動作に入るので
、パワーMO3FETI自身の発熱が抑えられる。
、パワーMO3FETI自身の発熱が抑えられる。
また、PWM動作中はヘッドライトが徐々に暗くなるの
で、運転者は半導体スイッチの非定常状態を認識でき、
これによって例えば停車する等の処置がとれるので、運
転者の運転操作性が向」二する。
で、運転者は半導体スイッチの非定常状態を認識でき、
これによって例えば停車する等の処置がとれるので、運
転者の運転操作性が向」二する。
次に、本発明の第5実施飼を第12図に基づいて説門す
る。
る。
この実施例は、過温度の検出にバンドギャップリファレ
ンス回路15を採用したもので、20はオペアンプ、
21. 22.23.24は抵抗、25.26はバイ
ポーラトランジスタであり、■hは温度によらず一定電
位であるバンドギャップ電位、Veは出力である。
ンス回路15を採用したもので、20はオペアンプ、
21. 22.23.24は抵抗、25.26はバイ
ポーラトランジスタであり、■hは温度によらず一定電
位であるバンドギャップ電位、Veは出力である。
ここで、温度をT、Isを逆方向飽和電流、qを電荷、
1(を定数とすると、次式で示される一般式が得られる
。
1(を定数とすると、次式で示される一般式が得られる
。
VBE=互工In(土り
q IS (11)
従って、抵抗21,22.23の抵抗値をR21゜R2
□、R23、抵抗21.22を流れる電流をそれぞれi
In 12、バイポーラトランジスタ25゜26のベ
ース・エミッタ間の順方向電圧をVll、 。
□、R23、抵抗21.22を流れる電流をそれぞれi
In 12、バイポーラトランジスタ25゜26のベ
ース・エミッタ間の順方向電圧をVll、 。
VBE2とすると、次式が得られる。
ΔV B E =R2212
”VBE+
VBE2
=4工In(±L)
q 12
(12)
EとFの電位は等しいので
V rel’
=VBε1
+v3
(14)
ここで、vBや、は負の温度特性を持つので、これをキ
ャンセルするようにR21゜ R22・ R23を決 める。
ャンセルするようにR21゜ R22・ R23を決 める。
すると、
(15)
となって、温度Tに比例した出力Veが得られることに
なる。
なる。
なお、この例では、パワーMOSFETIとバイポーラ
トランジスタ25.26を両方様mしなければならない
が、電源電圧VDDの変動等に伴う外乱に強く、過温度
保護回路として安定した動作が期待できるという効果を
有する。
トランジスタ25.26を両方様mしなければならない
が、電源電圧VDDの変動等に伴う外乱に強く、過温度
保護回路として安定した動作が期待できるという効果を
有する。
次に、本発明の第6実施例を第13図に示すが、この例
では、パワーMO3FETIを負荷2より低電位側に設
け、いわゆるローサイドスイッチ型の構成としているの
で、昇圧回路7が不要になり、回路構成が簡単になると
いう効果を有する。
では、パワーMO3FETIを負荷2より低電位側に設
け、いわゆるローサイドスイッチ型の構成としているの
で、昇圧回路7が不要になり、回路構成が簡単になると
いう効果を有する。
次に、本発明の第7実施例を第14図に示すが、この例
では、半導体スイッチにバイポーラトランジスタ16を
採用したので、スイッチとしての応答性に優れるという
効果を何する。
では、半導体スイッチにバイポーラトランジスタ16を
採用したので、スイッチとしての応答性に優れるという
効果を何する。
(発明の効果)
本発明に係わる半導体素子の保護回路は、」二記の如く
、半導体素子の使用状態を所定の出力レベルで検出する
手段と、該使用状態検出手段の出力レベルを半導体素子
の5j!格範17flを′#照しつつ、定常使用状態か
ら非定常使用状態に至る範囲にわたって3つの動作領域
に分割する手段とを設け、第1の動作領域では常に半導
体素子をON状態、第2の動作領域ではPWM制御、第
3の動作領域ではOFF状態にするので、検出された半
導体素子の非定常状態が半導体素子の動作時間を制御す
ることにより保護できる範囲内ではPWM制御をすると
ともに、該PWM制御によっては半導体素子を保護でき
ない範囲では、半導体素子を完全にOFF状態とするこ
とができる。このため、半導体素子はON動作からOF
F動作にリニヤに移行し、例えば車両のヘッドライト用
半導体スイッチに適用した場合、運転者の運転操作性を
害することなく、しかも熱破壊等を発生させない等の効
果を有する。
、半導体素子の使用状態を所定の出力レベルで検出する
手段と、該使用状態検出手段の出力レベルを半導体素子
の5j!格範17flを′#照しつつ、定常使用状態か
ら非定常使用状態に至る範囲にわたって3つの動作領域
に分割する手段とを設け、第1の動作領域では常に半導
体素子をON状態、第2の動作領域ではPWM制御、第
3の動作領域ではOFF状態にするので、検出された半
導体素子の非定常状態が半導体素子の動作時間を制御す
ることにより保護できる範囲内ではPWM制御をすると
ともに、該PWM制御によっては半導体素子を保護でき
ない範囲では、半導体素子を完全にOFF状態とするこ
とができる。このため、半導体素子はON動作からOF
F動作にリニヤに移行し、例えば車両のヘッドライト用
半導体スイッチに適用した場合、運転者の運転操作性を
害することなく、しかも熱破壊等を発生させない等の効
果を有する。
第1図は本発明が適用された第1の実施例のブロック図
、第2図は第1図の詳細回路図、第3図はPWM制御説
明図、第4図は第1の実施例におけるP W M i1
制御説明図、第5図は第2の実施例のブロック図、第6
図は第3の実施例のブロック図、第7図は第4の実施例
のブロック図、第8図は第7図の詳細回路図、第9図は
温度と温度検知回路の出力特性説明図、第10図は第4
の実施例におけるPWM制御説明図、第11図は第4の
実施例においてPWM動作領域を設定する場合の説明図
、第12図は第5の実施例の詳細回路図、第13図は第
6の実施例のブロック図、第14図は第7の実施例のブ
ロック図である。 1・・・パワーMO3FET 2・・・負荷 3・・カレントミラーMO3FET 4・・・シャント抵抗 5・・・電流検出回路 6・・・PWM回路 7・・・昇圧回路 8・・・差動増幅器 9・・・三角波発生回路 10・・・コンパレータ 12・・・@温木子 13・・・温度検出回路 14・・・基準電圧源 コ5・・・バンドギャップリファレンス回路16・・・
バイポーラトランジスタ
、第2図は第1図の詳細回路図、第3図はPWM制御説
明図、第4図は第1の実施例におけるP W M i1
制御説明図、第5図は第2の実施例のブロック図、第6
図は第3の実施例のブロック図、第7図は第4の実施例
のブロック図、第8図は第7図の詳細回路図、第9図は
温度と温度検知回路の出力特性説明図、第10図は第4
の実施例におけるPWM制御説明図、第11図は第4の
実施例においてPWM動作領域を設定する場合の説明図
、第12図は第5の実施例の詳細回路図、第13図は第
6の実施例のブロック図、第14図は第7の実施例のブ
ロック図である。 1・・・パワーMO3FET 2・・・負荷 3・・カレントミラーMO3FET 4・・・シャント抵抗 5・・・電流検出回路 6・・・PWM回路 7・・・昇圧回路 8・・・差動増幅器 9・・・三角波発生回路 10・・・コンパレータ 12・・・@温木子 13・・・温度検出回路 14・・・基準電圧源 コ5・・・バンドギャップリファレンス回路16・・・
バイポーラトランジスタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、半導体素子が非定常状態におかれた場合の素子破壊
を防止する半導体素子の保護回路において、 半導体素子の定常状態から非定常状態に至る範囲までの
使用状態を所定の出力レベルで検出する使用状態検出手
段と、 上記使用状態検出手段の出力レベルを、当該半導体素子
の定格範囲を参照しつつ、定常使用状態から非定常使用
状態に至る範囲にわたって3つの動作領域に分割する手
段と、を設け、 第1の動作領域では常に上記半導体素子をON状態とし
、 第2の動作領域では上記半導体素子をPWM制御し、 第3の動作領域では、上記半導体素子をOFF状態にす
ることを特徴とする半導体素子の保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19600289A JPH0360214A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 半導体素子の保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19600289A JPH0360214A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 半導体素子の保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0360214A true JPH0360214A (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=16350589
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19600289A Pending JPH0360214A (ja) | 1989-07-28 | 1989-07-28 | 半導体素子の保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0360214A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5313923A (en) * | 1991-04-24 | 1994-05-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Control apparatus for fuel pump |
JPH07122982A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-05-12 | Nippondenso Co Ltd | パワートランジスタの保護装置 |
KR100555274B1 (ko) * | 2001-08-13 | 2006-03-03 | 야마하 가부시키가이샤 | 펄스폭 변조 증폭기에 있어서의 트랜지스터를 위한 전류검출 및 과전류 보호 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61147704A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-05 | Yamaha Motor Co Ltd | 電気自動車のチヨツパ回路保護装置 |
-
1989
- 1989-07-28 JP JP19600289A patent/JPH0360214A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61147704A (ja) * | 1984-12-19 | 1986-07-05 | Yamaha Motor Co Ltd | 電気自動車のチヨツパ回路保護装置 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5313923A (en) * | 1991-04-24 | 1994-05-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Control apparatus for fuel pump |
JPH07122982A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-05-12 | Nippondenso Co Ltd | パワートランジスタの保護装置 |
KR100555274B1 (ko) * | 2001-08-13 | 2006-03-03 | 야마하 가부시키가이샤 | 펄스폭 변조 증폭기에 있어서의 트랜지스터를 위한 전류검출 및 과전류 보호 |
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