JPH03505929A

JPH03505929A - 適応変換コード化の改良

Info

Publication number: JPH03505929A
Application number: JP1506838A
Authority: JP
Inventors: ウィルソン，フィリップ　ジェイ．
Original assignee: ヌエラ・コミュニケイションズ・インコーポレイテッド
Priority date: 1988-05-26
Filing date: 1989-05-25
Publication date: 1991-12-19
Also published as: US4964166A; EP0416036A4; AU3773289A; CA1333940C; WO1989011718A1; EP0416036A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】適応変換コード化の改良［産業上の利用分野］本発明は、スピーチコード化の分野に関し、特定すると、コード化ビットレートが最低に維持されるスピーチ信号の適応変換コード化の分野における改良に関する。［技術背景］電気通信回路網は、ボイスおよびデータ両者に対して完全にディジタル化伝送技術に向かって迅速に進展しつつある。最初のディジタル搬送装置の１つは１９６２年頃に米国において導入された２４ボイスチャンネル１．５４４　Ｍｂ／ｓＴｌシステムであった。より賓用のかかるアナログシステムに優る利点のため、ＴＩシステムは広く利用されることになった。ＴＩシステムにおける個々のボイスチャンネルは、ボイス信号を約３００〜３４００　Ｈｚの周波数範囲に帯域制限し、この制限された信号を８にＨｚのレートでサンプルし、ついでサンプルされた信号を８ビツト対数量子化器でコード化することによって発生される。得られた信号は、６４Ｋｂ／ｓディジタル信号である。　ＴＩシステムは、２４の個々のディジタル信号を単一のデータ流に多重化する。　ＴＩシステムは、単一グループにおけるボイスチャンネルの数を２４に制限する。チャンネルの数を増加し、約１．５４４　Ｍｂ／＋の伝送レートをなお維持するためには、個々の信号伝送レートは、６４Ｋｂ／ｓのレートから減ぜられねばならない、このレートを減するのに使用される１つの方法は、変換コード化として知られている。スピーチ信号の変換コード化においては、個々のスピーチ信号は、スピーチサンプルの逐次のブロックに分割される。各ブロックのサンプルは、それからベクトルに配列され、時間領域から周波数領域のような代わりの領域に変換される。サンプルブロックを周波数領域に変換すると、種々の程度の振幅を有する１組の変換係数が創成される。各係数は独立的に量子化され、伝送される。受信端においては、サンプルは量子化が解除され、時間領域に再変換される。変換の重要性は、変換領域における信号表示が、冗長情報の量を減する、すなわち、サンプル間の相関が小さいということである。したがって、所与の誤差値（例えば平均二乗誤差分布）に関して所与のサンプルブロックを量子化するのに、同じブロックを原時間領域で量子化するのに必要とされるビット数より少ないビットしか必要としない。この種の従来の変換コード化システムの例は、第１図により詳細に示されている。スピーチ信号は、バッファ１ｏに供給されるが、このバッファは、予定数の逐次のサンプルをベクトルＸに配列するものである。ベクトルＸは、変換部１２により時間領域から単位マトリックスＡを使用する代わりの領域に直線的に変換され、ベクトルｙを生ずる。ベクトルｙの要素は、量子化器１４により量子化され、ベクトルＹを生じ、このベクトルが伝送される。ベクトルＹは、量子化解除器１６により受信され、脱量子化され、そして逆変換部１８により逆マトリックスＡ−１を使用して時間領域に変換される。得られた時間領域サンプルのブロックは、バッファ２０により逐次列に戻される。バッファ２０の出力は、理想的には再構成された原信号である。変換コード化体系は個々のＴ１チャンネルのビットレートを減する必要性について理論上満足できたが、量子化は、履歴的に雑音および歪について容認できない量の雑音を生じた。雑音および歪の問題は、大部分２つの面から生ずる。すなわち、原信号を効率的に変換する種々のマトリックスを得ることができないこと、量子化工程において発生される歪みおよび雑音から生ずる。変換効率を最適化する試みにおいては、種々の変換マトリックスが評価された。一般的に、最適の変換マトリクスがＫａｒｈｕｎｅｎ−Ｌｏｅｖｅ　　変換（ＫＬＴ）であることは同意できる。しかしながら、この変換に関する問題は、それが高速計算アルゴリズムを欠き、マトリクスが信号依存性であるということである。したがって、他の変換、例えば、Ｗａ　Ｉｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ変換（Ｗ）ＩＴ）　、離散傾斜変換（ＤＳＴ）　、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、対称離散フーリエ変換（ＳＤＦＴ）、離散余弦変換（ＤＣＴ）が研究された。　５ＤＦＴおよびＤＣＴは、効率においてにＬＴにもつとも近いと思われ、信号非依存性であり、高速アルゴリズムを包含している。歪みおよび雑音の問題を解決しようとする試みにおいて、先行の研究は、量子化プロセスに中心が置かれた。量子化は、アナログ信号をディジタル形式に変換する手続きである。情報理論に関するＩＲＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　Ｖｏｌ。ＩＴ−６（１９６０年３月）　？−１２頁のＪｏｅｌ　Ｍａｘのｒ　Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎｆｏｒ　ＭＩｎｉｍｕｍ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ」なる論文は、この手続きを論述している。量子化に置いて、信号の振幅は有限数の出力レベルにより表わされる。各レベルは別個のディジタル表示を有する。各レベルはそのレベル内にあるすべての振幅を包含するから、得られたディジタル信号は、原アナログ信号を精確に反映しない、アナログおよびディジタル信号間の差は、量子雑音である０例えば信号Ｘの均一な量子化を考慮する。ここで、Ｘは、０．００乃至１０．００間の任意の実数であり、それぞれ１．００．３．００．５．００．７．００および９．００に５つの出力レベルが得られるものとする。この第１のレベルを表わすディジタル信号は、０．００および２．００間の任意の実数を表わし得る。所与の入力信号範囲に対して、発生される量子信号は、出力レベルの数に逆比例する。早期の変換コード化のための量子化研究においては、低ビツトレートではすべての変換係数は量子化され伝送されていないことが分かった。対数特性を有しかつビット割当て体系を有する量子化器を包含した。しかして、量子化体系は、ある数の変換係数を含む所与のサンプルブロックに該量子化器により割り当てられるべき最適数のビットを決定するのに使用された、この種のビット割当て体系は、長期間にわたり被変換信号の二乗平均歪を考慮に入れた式を利用した。この形式の手法は、固定ビット割当て法であると認められた。何故ならば、ビット割当ておよびステップサイズが演鐸的に固定され、長期間スピーチ統計値に基づくからである。上述のように、低ビツトレートにおいて起こる主たる問題は、各ブロックにおけるスピーチサンプルまたは係数のすべてを量子化するのに十分の数のビットを欠くことであった。若干のスピーチサンプルは失われた。したがって、低ビツトレートでは、これらのビット割当て体系を利用する歪ノイズは不満足のまま残った。低ビツトレートにおける変換コード化歪ノイズを改善しようとする他の試みは、ダイナミックビット割当ておよびダイナミックステップ−サイズ決定法を使用する量子化法を研究することを包含した。ビット割当ては、スピーチ信号の短期間（時間）統計値、すなわちブロック毎に起こる統計値に適応せしめられ、ステップサイズは、各ブロックに対する変換のスペクトル情報に適応せしめられた。これらの技術は、適応変換コード化法として知られた。変換コード化においては、最適ビット割当ておよびステップサイズは、適応アルゴリズムにより普通各サンプルブロックに対して決定されるのであるが、この適応アルゴリズムは、各ブロックにおける変換係数の振幅のパリアンスについてのある知識を必要とする。スペクトルトル包絡線は、各サンプルブロックにおける変換係数のパリアンスにより形成される包絡線である。各ブロックにおけるスペクトル包絡線を知ると、ステップサイズおよびビット割当てのより最適な選択が可能となり、より低歪およびノイズを有するより正確な量子化信号が得られるのである。量子化プロセスを補助するためにパリアンスないしスペクトル包絡線情報が発生されるから、この同じ情報が、量子化解除プロセスに必要となる。したがって、適応変換コード化はまた、パリアンスまたはスペクトル包絡線の伝送を用意する。これはサイド情報と称される。適応変換コード化における全体的目的はビットレートを減することであるから、実際のパリアンス情報はサイド情報として伝送されず、代わりにスペクトル包絡線を決定し得る情報が伝送される。スペクトル包絡線は、変換領域においてスピーチのダイナミック特性、すなわちホルマントを表わす、スビー合（例えば有声摩擦子音）のいずれかである励起信号を生成することによって発生される。励起信号の周期的成分は、ピッチとして知られる。スピーチ中、励起信号は、口、顎、唇、鼻空胴等の位置により決定される声道フィルタにより濾波される。このフィルタは、聴かれつつある音の性質を決定する共振またはホルマントを有する。声道フィルタは、励起信号に対して包絡線を提供する。この包絡線はフィルタホルマントを含むから、これはホルマントまたはスペクトル包、絡線として知られる。スピーチの発生は、スピーチ特性が励起信号および声道フィルタをコンポリュウションすることにより数学的に表わされるようにモデル化できる。この種のモデルにおいて、声道フィルタ周波数レスポンス、すなわちスペクトル包絡線は、周波数領域におけるスピーチ信号の変換係数のパリアンスの評価値である。したがって、スペクトル包絡線の決定情報がより精確になればなるほど、被変換スピーチ信号をコード化するのに使用されるステップサイズおよびビット割当て決定情報はより量的となる。かくして、適応変換コード化技術は、低ビツトレートにて個々のボイス信号を効率的にコード化し、伝送することができると思われる。上述の点にかんがみて、適応変換コード化の研究は、スペクトル包絡線をより精確に決定するための種々の技術に集中された。　ＩＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｎｇ、　Ｖｏｌ、　ＡＳＳＰ−２５，Ｎｏ、４（１９７７年８月）　、　ｐｐ、２９９−３０９に開示されるＲ、　Ｚｅｌｉｉｎｓｋｉ等　　の ’Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ　　５ｐｅｅｃｈ　　Ｓｉｇｎａｌ」と題する論文、およびＴＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ、　５ｐｅｅｃｈ　　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、　Ｖｏｌ、　ＡＳＳＰ−２７，Ｎｏ。１　　（１９７９年２月）　、　ｐｐ、８９−９５のＲ，Ｚｅｌｉｎｓｋｉ等の ”Ａｐｐｒｏａｃｈｅｓ　ｔｏ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　５ｐｅｅｃｈ　ｃｏｄｉｎｇ　ａｔ　Ｌｏｗ　ＢｉｔＲａｔｅｓ”と題する論文に開示される１つの早期の技術は、変換係数を平方し、ついで　予め選択された数の隣接する係数にわたり係数を平均することによって、スペクトル包絡線を求めることを含む、平均された係数の大きさは、それ自体量子化され、サイド情報としてコード化信号とともに伝送される。全係数のスペクトル値を得るため、平均された係数は、幾何的に内挿される（すなわち、対数領域において直線的に内挿される）結果は、周波数領域におけるスペクトルレベルの区画的概略値、すなわちパリアンスであった。これらの値は、ついで、ビット割当ておよびステップサイズアルゴリズムにより使用された。この技術は、６４ｋｂ／ｓより低いビットレートにて受は入れられる歪およびノイズを示したが、この早期の技術に関する問題は、おおむね１６および２０ｋｂ／ｓ間に限界を有することであった。この限界以下では、先行の変換コード化技術により示された同じ問題の若干のものは存在した、すなわち、ブロック当り十分の数のビットの欠如に起因して変換係数のあるものを量子化できないことである。したがって、いくつかの必須のスピーチ要素が失われた。この早期の技術で必須のスピーチ要素を失う１つの理由は、この技術が、パリアンス情報およびビット割当てを決定するに際して全極声道モデルおよびピッチモデルのようなスピーチの既知の性質を考慮に入れないという意味において非スピーチ特有であったということである。Ｒ６にｂ／ｓまたはそれ以下のビットレートで　適応変換コード化を利用する試みとして、スピーチ特有の適応アルゴリズムを開発する努力がなされた。スピーチ特有の技術においては、スピーチ信号におけるピッチおよびホルマント情報の両方を考慮すべきである。したがって、適応変換コード化装置において利用される変換体系は、スペクトル包絡線を生ずるだけでなく、好ましくはピッチじまを表わすのに利用できる調整項を含むのがよい。ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｃｃｏｕｓｔｉｃｓ、　５ｐｅｅｃｈ　ａｎｄ　ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、　　Ｖｏｌ、　　ＡＳＳＰ−２７，Ｎｏ、　　（１９７９年１０月）、　　ｐｐ、５１２−５３０におけるＪ、　Ｔｒｉｂｏｌｅｔ　　等の’Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＤｏｍａｉｎＣｏｄｉｎｇ　ｏｆ　５ｐｅｅｃｈ」　と題する論文に開示される１つのスピーチ特有の技術は、変換係数を得るためにＯＣＴを利用するものであるが、この技術は、まずＯＣＴ係数を平方し、ついでこの平方された係数を逆ＤＦＴを使用して逆変換することによってＯＣＴスペクトル包絡線を決定した。得られた時間領域サンプルブロックは、自己相関類似の関数を生じた。これは擬似ＡＣＦと称された。ついで、ある数の初ブロックサンプルの値が、相関マトリクスを等成形式で定めるのに使用された。等式の解は、線形予測係数より成る線形予測モデルをもたらした。線形予測係数の逆スペクトルは、ＯＣＴスペクトル包結線の精確な値を生じた。ピッチパターンを発生するためにには、ピッチ周期およびピッチ利得を得ることが必要であった。これらのファクタを決定するために、この技術では擬似ＡＣＦを捜索して、最大値を決定し、そしてこれがピッチ周期となった。ついで、最大値が決定された点における擬似ＡＣＦ関数の値と、擬似ＡＣＦのその原点における値との比として、ピッチ利得が定められた。ついで、求められたスペクトル包絡線および生成されたピッチパターンが、ステップサイズおよびビット割当てアルゴリズムと一緒に使用された。上述のスピーチ特有の技術は、従来伝送されなかった多くのピッチ高調波すなわち、必須のスピーチ要素にビットを強制的に割り当て、ピッチ構造情報を保存することを補助したから、先行の適応変換コード化技術より低いビットレートすなわち１６ｋｂ／ｓ以下にて良好に働いたと宣言されている。しかしながら、この技術に関する問題は、その計算の複雑性に起因するものであった。すなわち、この技術は、２Ｎ点のＦＦＴ操作、大きさ操作および標準化走査を必要とした。＋　ＩＥＥＥ　ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｎ＋ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｖｏｌ、　Ｃ０Ｍ−３０，Ｎｏ、４　（１９８２年４月）におけるＲｌＣｒｏｃｈｉｅｒｅ等の’　Ｒｅａｌ−ＴｉｒＢｅ　５ｐｅｅｃｈ　Ｃｏｄｉｎｇ」　　と題する論文における結論として、実施のためにはアレイプロセッサが必要とされた。したがって、この技術は、処理時間またはコストいずれに関しても経済的でなかった。したがって、低ビツトレートにて効率的に動作でき、低ノイズレベルを有し、そして妥当なコストおよび処理時間での実施が可能な適応変換コード化装置の必要性がなお存在する。また、入力信号の広いダイナミックレンジにわたり最適性能とし得、他方において全レベルにて高い信号対雑音比を維持できるコード化装置を設計することの必要性が存在する。これは、先には、Ａ／Ｄ変換を正しくバイアスするように入力レベルを注意深く制御すること、Ａ／Ｄ変換に先立つアナログＡＧＣおよびＡ／Ｄ変換後のディジタルＡＧＣにより試みられた。入力レベルの注意深い制御は、すべてではないとにても、殆どの信号が外部源から来るから、稀にしか実行可能でない、　Ａ／Ｄ変換前のＡＧＣは、制御がアナログインターフェースを経て維持されれば可能である。しかしながら、この種の手続きで普通遭遇する問題は、上昇および降下時間ならびにバックグラウンドノイズ増幅を含む、また、受信機における逆ＡＧＣは可能でない、ディジタルＡＧＣは、アナログＡＧＣで遭遇する問題をともない、またある程度の量子化ノイズを導入し、そしてこれは排除できないものである。さらに、量子化されるべき各係数が整数であることを保証するためにビット割当て後処理を行う適応変換コード装置の必要性が存在する。ビット割当を遂行するに際しては、特定の情報すなわち変換係数を量子化するに必要とされるビットの数を決定するために、１または複数の計算が使用される。この種の計算は、普通整数を生じず、整数および十進少数、例えば３．６６、５．７２または２．４４を含む実数をもたらす、ビットが計算された値の整数部分にのみ割り当てられ、十進端数部分の細部が利用可能なビット数の制限に起因して無視された場合、重要な情報が失われ、歪ノイズは増大されよう、したがって、十進端数情報を補償し、歪ノイズを最小にする必要性が存在する。［発明の概要］本発明の目的は、低ビツトレートで、最小のノイズおよび歪しか伴わずに、ボイス信号を効率的にコード化し得る方法および装置を提供することである。本発明の他の目的は、ディジタル信号プロセッサで実施できる、低ビツトレートにおける適応変換コード化方法および装置を提供することである。本発明のさらに他の発明は、ステップサイズおよびビット割当てがブロック毎に決定される適応変換コード化方法および装置を提供することである。本発明のこれらおよびその他の目的は、情報サンプルより成るサンプルされた時間領域情報信号に作用する変換コード化装置であって、情報サンプルグループをブロックに逐次分離し、各サンプルブロックを時間領域から、サンプルブロックが変換係数ブロックにより表わされるところの変換領域に変換する変換コード化装置でスピーチ信号のホルマント・情報を決定する新規な装置および方法において、各時間領域サンプルブロックの偶数エクステンションを生成し、かかるエクステンションから自己相関関数を生成し、自己相関関数から線形予測係数を誘導し、各変換係数のパリアンスまたはホルマント情報が各ＦＦＴ係数の利得の平方に等しくなるように、この線形予測係数に高速フーリエ変換を遂行することを含む新規な装置および方法で達成される０本発明の他の側面においては、変換係数のホルマント情報の予定された基数の対数を決定することにより各変換係数に割り当てられるべきビット数を決定し、ついで各変換係数に割り当てられるであろう最少数のビットを決定し、ついで最小ビット数を対数に加えることによって各変換係数に割り当てられるべきビットの数を決定するための装置および方法が提供される。本発明のさらに他の側面においては、各係数に対してなされるビット割当てが整数値であることを保証する装置および方法が提供される。この目的のため、本発明は、各ビット割当を次の最高の整数に丸め、ビット割当てを総和し、割り当てられたビット数と入手し得るビット数間の差を計算し、このようなビット割当てから１ビツト除去されるべき場合に導入されるであろう歪の量に基づきビット割当てをランク付けするため、ビット割当のヒストグラムを発生し、割り当てられたビット数を利用可能なビット数と等しくするために必要なビット割当てを選択し、ついで選択されたビット割当てを１ビツトだけ減する。本発明の他の側面においては、各ビット割当てをもっとも近い整数に丸め、割り当てられたビット数を総和し、割り当てられたビット数が入手し得るビット数に等しくなる時点を決定し、課題ビットまたは過小ビットが割り当てられているか否かに依存して、１ビツトが追加または除去された場合にどのビット割当てに最少量の歪が導入されるかを決定し、そして選択されたビット割当てを１ビツトだけ増減することによって、ビット割当てが整数であることが保証される。本発明のこれらおよびその他の目的および利点は、図面と関連してなされる以下の説明から明らかとなろう。［図面の簡単な説明コ第１図は、従来形式の変換コード化装置の概路線図である。第２図は、本発明に従う適応変換コード化装置の概路線図である。第３図は、第２図に図示される適応変換コード化装置において伝送前に遂行される諸動作の概略的フローチャートである。第４図は、第２図に図示される適応変換コード化装置において遂行される受信に続く諸動作の概略的フローチャートである。第５図は、第３図および第４図に図示されるダイナミックスケーリング動作の詳細フローチャートである。第６図は、第３図および第４図に図示されるＬＰＧ係数操作の詳細フローチャートである。第７図は、第３図および第４図に図示される包絡線発生操作の詳細フローチャートである。第８図は、第３図および第４図に図示される整数ビット割当て動作の詳細フローチャートである。第９図は、第３図および第４図に示される適応変換コード化装置と関連して使用できる好ましビット割当て後処理のフローチャートである。第１０図は、第３図および第４図に図示される適応変換コード化装置と一緒に使用できる代わりのビット割当て後処理のフローチャートである。［実施例コ図面を参照してより完全に説明されるように、本発明は、新規な適応変換コード化方法および装置で具体化される。本発明に従う適応変換コード化装置は、第２図に図示されており、総括的に１０として指示されている。コード化装置１０の心臓部はディジタル信号処理装置であり、そしてこれは、好ましい具体例においては、テキサス州所在のＴｅｘａｓ　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ、　Ｉｎｃにより製造販売されるＴＭＳ３２０Ｃ２５デイジタルル信号プロセッサである。この種のプロセッサは、１６ビツトのワード長を有する）〜ルスコード変調信号を処理し得るが、本発明によりコード化のため想定される信号のワード長は、１６ビ・ントより若干短い、プロセッサ１２は、３本の主バス回路網、すなわち直列ボートバス１４、アドレスバス１６およびデータバス１８に接続されるものとして図示されてし）る６本発明に従う適応変換コード化を遂行するため、ブロモ・ンサ１２により利用されるべきプログラミングを記憶するためプログラムメモリ２０が設けられている。このプログラミングは、第３〜１０図を参照してより詳細に説明される。プログラムメモリ２ｏは、プロセッサ１２の規格要件に合う十分の速度を有すれば、任意の設計とし得る。好ましい具体例のブロセ°ツサ（７ＭＳ３２０Ｃ２５）は内部メモリを備えている。いまだ合体されていないが、この内部メモリには適応変換コード化プログラミングを記憶するのが好ましい。プロセッサ１２の動作中必要とされ得るデータ、例えば対数表を記憶のため、データメモリ２２が設けられている。しかして、対数表の使用については追って詳細に明らかとなろう。クロック信号が、従来形式の信号発生回路、図示せず、によりクロック人力２４に供給される。好ましい具体例において、入力２４に供給されるクロック信号は４０ＭＨｚクロック信号である。リセット信号２６も、プロセッサ１２が最初に賦活されるときのような適当な時点に、プロセッサ１２をリセットするために提供されている。信号が選ばれたプロセッサにより要求される規格に適合する限り、この信号を入力２６に供給するため任意の従来形式の回路を使用できる。プロセッサ１２は、２方向において電気通信信号を送信および受信するように接続される。まず、本発明に類似の適応変換コード化装置と通信するときは、ブロセツサ１２は、直列ボートバス１４を介して信号を送信および受信するように接続される。バス１４を圧縮ボイスデータ列と接続するために、チャンネルインターフェース２８が設けられている。インターフェース２８は、１６Ｋｂ／Ｓで動作するデータ列と関連してデータを送信、受信することができる任意の周知のインターフェースとし得る。第２は、既存の６４ｋｂ／ｓチヤンネルまたはアナログ装置と通信するときは、プロセッサ１２はデータバス１８を介して信号を受信および送信するように接続される。コンバータ３０が設けられており、入力３２に現われる個々の６４ｋｂ／ｓチヤンネルを、バス１８に供給のため直列形式から並列形式に変換する。認められるように、この種の変換は、プロセッサ１２により利用される信号の形式とともに使用できるコードおよび直列／並列デバイスを利用して遂行される。好まし具体例において、プロセッサ１２は、バス１８上に並列１６ビツト信号を受信および送信する。バス１８に供給されるデータを同期するために、プロセッサ１２の入力３４に割込み信号が供給される。アナログ信号を受信するときアナログインターフェース３６は、この信号を予定されたレートでサンプルしてコンバータ３０に提示することにより、アナログ信号を変換する働きをする。インターフェース３６は、伝送するときは、コンバータ３０からのサンプルされた信号を連続信号に変換する。次に、第３〜１ｏを参照してプログラミングについて説明するが、このプログラミングは、第２図に図示される要素との関連において利用されるとき、新規な適応変換コード化装置を提供する０本発明に従い電気通信信号を伝送するための適応変換コード化は、第３図に図示さ、れている、コード化および送信されるべき電気通信信号は、バス１８上に現われ、入力バッファ５０に提示される。この電気通信信号は、各サンプルの１６ビツトＰＣＭ表示より成る被サンプル信号であることが思い起こされよう、また、サンプリングリングは８ＫＨｚの周波数で行われることも思い起こされよう０本記述の目的のため、８　ＫＨ２にてサンプルされたボイス信号が伝送のためにコード化されるべきものと仮定する。バッファ５０は、予定数のサンプルをサンプルブロックに累積する。好ましい具体例において、各ブロックに１２８のサンプルが存する。サンプルの各ブロックは、５２にて窓掛けされる。好まし具体例において、利用される窓掛は技術は台形窓［ｈ（ｓＲ−１１！］であるが、これにあってはＭのスピーチサンプルの各ブロックがＲのサンプルだけ重畳される。Ｍのサンプルの各ブロックは、５４にて動的にスケーリングされる。ダイナミックスケーリングは、ブロックごとに信号対雑音比を増すとともに、プロセッサ１２の全ダイナミックレンジを短時間基準で使用するようにプロセッサのパラメータを最適化する。かくして、高い信号対雑音比が維持される。第５図を参照すると、ダイナミックスケーリングが、まず主題のブロックにおける最大値を決定することによって達成されるものとして示されている。最大値が５６にて決定されると、かかる最大値の最上位ビット（ＭＳＢ）の位置が５８で見つけられる。例えば、主題のブロックの最大値が、数６の１６ビツト２進表示であると仮定する、プロセッサのワード長は１６であり、他方数６のワード長はたった３、最上位ビットの位置（すなわち、右から左へ１から計数すれば位置３）である、この例における各位置の値は位置番号に等しい、すなわち、位置３は３の値を有し、位置１６は１６の値を有する。２進表示は、ここでは、下記の式に従い６０で左にシフトされる。すなわち、ＭＳＢの左シフト＝　［１５−（ＭＳＢ＋１）］　　　　　　　　　（１）数１５は、１６ビツトワード長に対する最上位位置ＭＳＢを表す、数６の２進表示は、そのとき左に１１位置シフトされろことになろう（すなわち、００１１００００００００００００）にシフトされることになろう。サンプルの動的にスケーリングされたブロックの受信は、反対の動作が遂行されることを必要とする。したがって、左シフトの量は、サイド情報として伝送されるべきことを必要とする。好ましい実施例においては、最上位ビットの位置は、６２にてサイド情報として各ブロックとともに伝送される０式（１）は、左シフト数が１６ビツトプロセツサに対しては決して１５を越えないことを保証するから、二進形式でこのサイド情報を伝送するには、たった４ビツトしか必要とされない、左シフトの量は１だけインクリメントされることが注目されよう、このインクリメントは、オーバーフローなしにゲインを処理する余裕を与える。第３図の５４にて主題のサンプルブロックを動的にスケーリングした後、主題のブロックは、６４にて離散余弦変換を利用して、時間領域から周波数領域に変換される。この種の変換は変換係数のブロックをもたらすが、該係数は６６にて量子化される。量子化は、ガウスの信号について最適化された量子化器によって各変換係数について遂行される。この量子化器は周知である（Ｍ３）（参照）、ゲイン（ステップサイズ）の選択および個々の係数当たりに割り当てられるビットの数は、本発明の適応変換コード化機能に基本的である。この情報なしでは、量子化は適応性とならない。ブロックごとに利得およびサンプル当たりのビット割当てを発生するためには、ビット割当に対する既知の式をまず考慮する。すなわち、ＲＩ”Ｒａｖａ◆０．５Ｘ　［ＶＩ”／Ｖｂｌｏｅｋ”ｌ　　　　　　　　　（２）ここで、ｖＴｈｌ、ｅ＊”−”　ｔ　［ｒＩ　１．Ｌ、Ｓ　Ｖｉ”　］　　　　　　　　　（３）ＲＴ６ｔｌｌｌ”　　Σｌ−１，Ｎ［Ｒ１］　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）ここで、Ｒ１は第１番目のＤＣＴ係数に割り当てられるビットの数である。ＲＴ。ｔａｌはブロック当りに利用可能なビットの総数である。ＲａＶ＠は各ＤＣＴ係数に割り当てられた平均ビット数である。Ｒ，２は第ｉ番目のＯＣＴ係数のパリアンス。Ｖｂｌ。ｃｍ”はＶ　ｌ０ＣＴ係数に対する幾何平均である。式（２）はビット割当て式であり、そしてこの式から、得られるＲ１は、加算されるとき、ブロック当りに割り当てられるビットの総数に等しくなるはずである。下記の新しい誘導法は、実施の要件をかなり減じ、好ましい実施例のプロセッサを利用するとき必要とされるような、１６ビツト固定小数点演算を使用する計算を遂行することと関連するダイナミックレンジの問題を解決する０式（２）は下記のように確認できる。Ｒ＋”［Ｒａｖｓ−１０ｇ２（Ｖｂｌｏｃｋ２）］”０．５　　Ｘ　　　ｌｏｇｚ（Ｌ”）　　　　（５）角括弧内の項は予め計算でき、そしてそれらは係数指数（ｉ）に依存しないので、この項は一定であり、Ｇａｍｍａとして指示し得る。それゆえ、式（５）は下記のように書き直すことができる。ＲＩＩＩＧａｍｍａ　＋　０．５　Ｘ　　Ｓ＋　　　　　　　　　　　　（６）Ｓ＋□　ｌｏｇｚ　（ｖｉ”）　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）項ｖｌｉは、第ｉ番目のＤＣＴ係数のパリアンスすなわちｉ番目の係数がスペクトル包絡線において有する値である。したがって、スペクトル包絡線を知ると、上述の式に対する解が得られる。　　ＯＣＴスペクトルのスペクトル包絡線を決定するための新しい技術が開発された。スペクトル包絡線は下記のように定義される。Ｈ（ｚ）　＝利得／（１÷Σｋｌ！１．　Ｐ　［ａｉ＋Ｘ　ｚ−’］　　　　　　（８）しかして、この式はｚ、　ｅＪ２ｐｌ　Ｔ＋／１Ｍｌ　［ｉＪ、Ｎ−１］で求められるものとする。ここで、Ｈ（ｚ）はＤＣ丁のスペクトル包絡線であり、ａｋは線形予測係数である。かくして、式（８）は１組のＬＰＳ係数のスペクトル包絡線を定める。　　ＤＣＴ領域内のスペクトル包絡線は、　ＬＰＧ係数を変更し、ついで式（８）の値を求めることにより誘導できる。第３図に示されるように、窓掛けされた係数は、６８にて１組のＬＰＧ係数を決定するように作用される。　ＬＰＧ係数を決定するための技術は、第６図により詳細に示されている。窓掛けされたサンプルブロックは、７ｏにてｘ（ｎ）で指示されている。　ｘ（ｎ）の偶数エクステンションは７２にて生成されるが、このエクステンションはｙ　（ｎ）でＹ（ｎ）　・ｘ（ｎ）　　　　　ｎ　ｇ　０１Ｎ−１（９）＊　ｘ（２Ｎ−１−ｎ）　　ｎ　＊　Ｎ、　２Ｎ−１式（９）の自己相関関数（ＡＣＦ）は、７４にて生成される。ｙ（ｎ）のＡＣＦは、擬似ＡＣＦとして利用され、そしてＬＰＧがこの擬似ＡＣＦから７６にて既知の態様で誘導される。ＬＰＧ　（ａｋ）を発生した後、式（８）はここでスペクトル包絡線を決定するようにその値を求めることができる。擬似ＡＣＦは、７６にて利用されることに加えて、ピッチ縞情報を発生するために８２にも提供される。また第３図においては、好ましい具体例において、ＬＰＳが包絡線の生成前に７８で量子化されることも認められよう、この点における量子化は、点８０におけるサイド情報としてＬＰＳの伝送を可能にする目的を果たす。第３図に示されるように、スペクトル包絡線およびピッチ縞情報が、８２にて決定される。これらの決定の詳細な記載は第７図に示されている。まず、スペクトル包絡線の決定について考察する。信号ブロックｚ　（ｎ）が８４で形成されるが、このブロックは、式（８）の分母を表わすものである。ブロックｚ　（ｎ）はさらに下記のように定義される。すなわち、ｚ（ｎ）＋１．Ｏｎｍ０ＩＩａｎｎＩＩｌ、Ｐ（１０）＋０．　Ｏｎ＋Ｐ＋１．２Ｎ−１ブロツクｚ　（ｎ）は、その後高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用してその値を求められる。さらに詳述すると、ｚ　（ｎ）は、Ｎ一点ＦＦＴを使用することにより８６にてその値を求めることができる。ここで、ｚ（ｎ）は０−Ｎ−１の値のみを有する。かかる操作は、１ｌｌＯ，２，４，６，・・・、Ｎ−２に対する結果Ｖ−をもたらす、弐′（７）はｖ　、　ｔの対数Ｌｏｇｔを必要とするから、各パリアンスの対数が８８で決定される。奇数順番の値を得るためには、■・１，３，５．Ｎ−１に対する下記の式を使用して、幾何的内挿が０で＋１２の対数領域において遂行される。すなわち、ＶＬ（ｉ）冨 −０，２５Ｘ　ＶＬ　（ｉ−３）＋０．７５ｘ　ＶＬ　（ｉ−１）　＋〇、７５Ｘ　ＶＬ　（ｉ−１）−０，２５ｘ　ＶＬ（ｉ−３）　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）ここで、ＶＬ　（ｉ）　”ＬＯｇｉ　（ｖ　ｌ　ｚ）好ましくはないが、２Ｎ点ＦＦＴを利用してｚ　（ｎ）の値を求めることもできる。この状況の下では、いかなる内挿をも遂行することは必要でないであろう、　２Ｎ点ＦＦＴを使用することに関する問題は、ＦＦＴがサイズの２倍であるから、好ましい方法よりも処理時間がかかることである。パリアンス（ｖｉ”）は、６４にて決定される各ＯＣＴ係数に対して９２で決定される。パリアンス■１２は、式（８）の大きさの２乗と定義される。ここで、Ｈ（ｚ）は下式で求められる。Ｚ、　ｅＪ！ＰＩイｉ／２Ｎｌ　　　１ＩＩＯ，Ｎ−１に対してより簡単にするため、下式について考える。すなわち、ｖｉ”　”　［利得／ＦＦＴｌ］　（７）大きさの２乗　　　　（１２）項ｖｌ！は、ＦＦ丁分母が９０で決定されるｉ番目のＦＦＴ係数であるから、いまや比較的容易に決定できる。スペクトル包絡線、すなわち６４で決定される各ＤＤＴ係数のパリアンスを決定した後、これらの値は、ピッチ情報と結合のため９４に結合される。以前の適合変換コード化装置において必須のスピーチ要素を失う理由は、この種のコード化装置が非スピーチ特性であったからであることが思いよこされよう、スピーチ特有技術においては、ピッチおよびホルマント両者（すなわちスベク包路線）の情報が考慮される。また、従来のスピーチ特有の技術は、ピッチ周期およびピッチ利得からピッチモデルを生成することによって、ピッチ情報ないしピッチ縞を考慮に入れたことが思い起こされよう、これらの２つのファクタを決定するために、この技術では、ピッチ周期となる最大値を決定するため、疑似ＡＣＦを捜索した。その後、ピッチ利得が、最大値が決定された点における疑似ＡＣＦ関数の値と、その源の疑似ＡＣＦの値開の比として定められた。この情報の場合、ピッチすなわち線周波数領域におけるピッチパターンは、下記のように定義されよう、すなわち、Ｅ、１１ｃｈ（Ｋ）　　　　Ｋ−０，Ｎ−１（１３）この従来技術を利用して周波数領域におけるピッチパターンを生成するためには、下記のように、時間領域インパルス列ｐ　（ｎ）を定めることになろう。Ｐ（ｎ）　−（ＰｚａＩｎ）”　　　ｎ−ｋＸＰ、　ｋ−０，１，２，３，・・・（１４）ｐ（ｎ）　ｍ　ＯｎはｋＸｐに等しくない。ここで、ＰｚａＩｎはピッチ利得であり、Ｐはピッチ周期である。この列は、長さ２Ｎの有限列を生成するため台形窓により窓掛けされた。Ｎ点のみに対するスペクトルレスポンスを生成するために、２Ｎ一点の複合ＦＦＴが列から取り出された。結果の大きさは、単位利得に対して標準化されると、必要とされるスペクトルレスポンスＦｐ＋ｔｃ＋＋（ｋ）を生じた。最終的スペクトル評価値を生成するため、ピッチ縞およびスペクトル包絡線は、乗算され、標準化された。結合されたピッチ縞およびスペクトル包絡線情報をグラフ化すると、ピッチは一連のＵ字状曲線として現れ、そしてこの曲線においては、　２Ｎ点窓にＰの反復が存在する。この全プロセスは、各サンプルブロックに対して適応的に遂行される。この従来技術に関する問題は、その実施の複雑性であった０本発明においては、ピッチ縞は、実施がずっと簡単になるように考慮に入れられる。前述の技術にかんがみて、ピッチ周期が１であり、有限のシーケンスを発生するのに使用される窓が方形である場合について考察する。ピッチの得られたスペクトルレスポンスは、単一のＵ字状であり、そしてこれは本発明の目的に対して下記のように定義されよう。ＳＴＲ（ｋ）　　　ｋ雰０．２Ｎ−１に対して　　　　　　　　（１５）１以外の異なる値のピッチ周期に対して、スペクトルレスポンスＦｐｌｔＣｈは単に５ＴＫＲ（ｋ）、　ｍｏｊｕｌｏ　２Ｎのサンプルバージョン、すなわちＦｐ＋ｔｃｈ（ｋ）　　＊　　ｓＴに　（Ｋ　Ｘ　Ｐ）　ｍｏａｕ　Ｉ＠　２Ｎ　Ｋ−ｏ、　　ｎ−１（１６）であることがわかる、さらに、エネルギおよび大きさに対して−スケーリング　されるとき、同じピッチ周期な維持するＰｇｌｌｌｌｌの異なる値に対するピッチ縞　（ＳＴＲ１間の差は、主としてＵ字状の幅に主として関係づけられることがわかる。上のことに基づき、各サンプルブロックに対するピッチスペクトルレスポンスを適応的に決定することは必要でなく、この種の情報は演鐸的に開発された情報を使用することとによって生成できることがわかる０本発明の一側面においては、ピッチスペクトルレスポンスＦｐ＋ｔｅｃｈ（ｋ）は、予め開発されデータメモリ２２に記憶されたルックアップテーブルから適応的に発生される。このテーブルの開発は、従来の技術を使用して遂行され、そしてこのテーブルは各サンプルブロックに対して適応的に使用された。しかしながら、本発明で使用するためのルックアップテーブルを生成する目的のためには、ピッチ周期は１に固定され、ピッチ利得は所与の値である。好まし実施例において、ピッチ利得は０．６であった。このプロセスが完了された後、ピッチ縞ルックアップテーブルは、結果の奇数２に対する対数を取ることによって定められる。すなわち、ＳＴＲ（ｋ）　”Ｉｏｇａ　（ＦＦＴ［ｐ　（ｎ）　）ＳＴＲ，ｎ、、ｇｙの大きさ）１″に−１，Ｎ−１（＋７１得られた対数テーブルはメモリに記憶される。ルックアップテーブルはピッチ情報を発生するようにサンプルされ得る前に、ピッチ周期およびピッチ利得に対する関係において各サンプルブロックに対して適応的にスケーリングされねばならない、ピッチ周期およびピッチ利得は、従来技術と同様に、９６で決定される。この情報は、９７上のサイド情報として伝送される。ルックアップテーブルなスケーリングするに必要とされるこの情報は、各サンプルブロックのピッチ縞のエネルギおよび大きさである。上で列ｐ　（ｎ）を定めたから、式（１３）参照、任意の所与のピッチ周期およびピッチに対して、エネルギおよび大きさは下記のように９８で決定される。ＳＴＲ＊ｎｓｒｇｙ”Σ［ｐ（ｎ）”］　　ｎ１ＩＯ，２Ｎ−１（１Ｂ）ＳＴＲ，、、−Σ［ｐ（ｎ）］　　ｎ−０，２Ｎ−１（１９）式（１８）および（１９）に基づき、ルックアップテーブルスレーリングファクタＳＴＲ，ｃ、、、は１００にて下記のように計算できる。５ＴＲｔｃａ＋＊　”　ＩＯｇａ［ＳＴＲｍａｇ／ＳＴＲ＊ｎ＊ｒｇｙ）””］　　　　（２０）データメモリ２２に記憶されるルックアップテーブルは、１０２にてＳＴＲ、ｃｍ、により乗算され、得られたスケールされたテーブルは、下記のようにピッチ縞を決定するように１０４にてモジュロ２Ｎでサンプルされる。Ｆｐ＋ｔｃｒ＋（ｋ）　”　［５ＴＲ−ｃ−＋−／５ＴＲ（０）］　Ｘ［５ＴＲ（ｋｘ　Ｐ）ｍｅｎｕ＋。２％　Ｋ−０，Ｎ−１１（２１）サンプル値は、対数値であるから、その後、９２で決定される対数パリアンス値に９２で加算される。１ｏｇｚＶ＋”が決定されたから、９４でビット割当てを遂行することが可能となる０式（２）−（４）はビット割当てを決定するための周知の技術を記述することが思い起こされよう、それから、式　（６）および（７）が誘導された。簡単化ビット割当てを遂行するには、ただ１つのことしか残っていない０式　（４）に式（６）を代入することにより、次のようになる。Ｒ丁ａｔａｌ”０．５Ｘ　　Σ　ｒ−＋、ｓ　　［Ｓ＋］＋Ｎ　　Ｘ　　Ｇａｍｍａ　　　　　　　（２２）式（１１）を再構成すると、下記のようになる。Ｇａｍｍａ　ｌＩ［Ｒｔａｔａ＋　−０，５ＸΣｌ−１，Ｎ　（Ｓｌ）］／Ｎ　　（２３）ここでＮはブロックあたりのサンプルの数、そしてＲ丁。ｔｌｌｌはブロック当りに入手し得るビットの数である。１０６で遂行されるビット割当は、第８図に詳細に示されている０式（７）を利用して、各Ｓ＋が１１０にて決定される。これは比較的簡単な演算である。各３１を決定した後、Ｇａｍｍａが式（２３）を使用して１１２で決定される。これも比較的簡単な演算である。好まし実施例において、ブロック当りのサンプルの数は１２８である。したがって、Ｎは最初から既知である。ブロック当り利用可能なビット数は、最初から既知である。好ましい実施例において、各ブロックは台形状窓を使用して窓掛けされ、８つのサンプルがオーバーラツプされつつある、急の各側に４つづつ、ことに留意すると、フレームサイズは１２０サンプルである。伝送は固定周波数、好まし実施例では１６Ｋｂ／ｓ、行われつつあり、そして　１２０のサンプルは約１５ｍ５かかるから（サンプルの数１１２０が８ｋＨｚのサンプリング周波数により分割される）、単位ビット当り利用可能なビットの総数は２４０である。ダイナミックスケーリングサイド情報を伝送するために４ビツトが必要とされることが思い起こされよう、　ＬＰＧ係数サイド情報を伝送するのに必要とされ得るビット数も既知である。したがって、ＲｔＯｔａ□も下記の式から分かる。Ｒｔ−ｔ−＋＝　　２４０−　サイド情報で使用されるビット（２４）各Ｓ　１．Ｒｔ（ｌｔｌｌｌおよびＮは今やすべて既知であるから、９６にてＧａｍｍａを決定することは、式（２３）を使用して比較的簡単である。各Ｓ１およびＧａｍｍａを知ると、各Ｒ１は式（６）を使用して１１４で決定される。これはやはり簡単な演算である。この手続きは、各りの計算をかなり′簡単化する。何故ならば、式（２）により要求される幾何平均■。１゜ｃｋ２を計算することはもはや必要としないからある。この手続きを利用することの利点は、式（６）に対する入力値としてＳｌを使用すると、実時間実施ための固定少数点演算における式（２）のようなアルゴリズムを実施することと関連して起こるダイナミックレンジの問題を減することである。各３１、Ｒｔｏｔａ＋およびＮは今やすべて既知であるから、９６にてＧａｍｍａを決定することは、式（２３）を使用して比較的簡単である。各Ｓ１およびＧａｍｍａを知ると、各Ｒ１は式（６）を使用して１１４で決定される。これはやはり簡単な演算である。この手続きは、各Ｒ１の計算をかなり簡単化する。何故ならば、式（２）により要求される幾何平均Ｖｂ＋。ｃ＋＋２を計算することはもはや必要としないからある。この手続きを利用することの利点は、式（６）に対する入力値としてＳｌを使用すると、実時間実施のための固定点演算における式（２）のようなアルゴリズムを実施することと関連して起こるダイナミックレンジの問題が減ぜられることである。８２にて量子化利得ファクタを決定し、また１０８にていまやビット割当を決定してしまったから、量子化は６６にて完了できる。一度ＯＣＴ係数が量子化されたら、これら係数は、１１６にてサイド情報とともに伝送するようにフォーマット化される。得られたフォーマット化信号は、１０２にてバッファ記憶され、予め定められた周波数にて直列的に伝送される。しかして好ましい実施例において、この周波数は１６ｋｂ／ｓである。ここで、本発明の原理に従ってコード化されるボイス信号が受信されるとき利用される適合変換コード化手続きについて考察する。この信号はインターフェース２８により直列ボートバス１４上に提示されることが思い起こされよう、信号ブロックと関連するビットのすべてが比較的同時に作用されることを保証するために、この信号は、まず１２０にバッファ記憶される。バッファ記憶される信号は、次いで１２２にてデフォ−マット化される。ブロックと関連され、かつサイド情報として伝送されるＬＰＧ係数、ピッチ周期およびピッチ利得は、１２４にて集められる。これらの係数はすでに量子化されていることが思い起こされよう、ついで、スペクトル包絡線およびピッチ縞情報が、１２６にて第７図を参照して記述したのと同じ手続きを使用して発生される。得られた情報は、量子化利得を表すから逆量子化操作部１２８へ、またビット割当操作部１３０に提供される。ビット割当ての決定は、第８図に記述される手順にしたがって遂行される。ビット割当は情報は、適正数のビットが適当な量子化器に操作されるように、１２８の逆量子化操作部に提供される。適性数のビットの場合、各量子化解除装置は、割り当てられたビットの利得および数も既知であるからＯＣＴ係数を量子化解除できる。量子化解除されたＯＣＴ係数は、１３２にて時間領域に変換される。ついで、新しく再構成されたサンプルブロックは、１３４にて動的に非スケール化を解除されろ、これは、第５図に詳細に示されている。ダイナミックスケール解除操作は、下式によりビットを右にシフトすることによって１３６で行われる。右シフト−［１５−（ＭＳＢ　＋　１　））　　　　　　　　（２５）１３４にて動的にスケーリング解除した後、サンプルブロックは、１３８にて窓掛けを解除される。窓掛けはある量のサンプルのオーバーラツプを許容することが思い起こされよう、窓掛は解除のとき、オーバーラツプされたサンプルがあればこれを再結合することが重要である。サンプルブロックは、パス１８に提示前に、バッファ１４０により逐次形式に再度整列される。このようにバス１８上に提示された信号は、コンバータ（３ｏ）により並列形式から直列形式に変換され、そして３２に出力されるか、あるいはアナログインターフェース３６に提示される。サンプルあたりに割り当てられるビットの数が整数値であることを保証するビット割当後処理について考察する。第３図および第４図を参照すると、この後処理は、ビット割当て決定が１０８および１３０でそれぞれなされた後、かつビット割当て情報の他の操作部への提示前に直ちに行われるであろう、ビット割当て後処理は、第９図に詳細に示されている。一般に、１０８におけるビット割当て決定後、後処理は、Ｒ，を次の整数値に丸め、次いで、ビットの総数がビット割当に利用可能なビット数に等しくなるまで、選択されたものＲ１からビットを除去するのである。これにより、ＤＣＴ係数当たり整数のビット割当てＭｌが保証される結果となる。しかしながら、ただの任意のビットだけがこのプロセスにおいて除去されることはない、ビットは、かかる除去と関連する歪の量に関連して除去される。　ボイス信号が伝送のためにコード化されつつあると仮定しよう、各Ｒ＋７！ｌ’１０８で決定された後、後処理で、１４２にて各Ｒ，をもっとも近い整数に丸める。各丸めは、下記のように定義できる。Ｌ：Ｉｎｔｅｇｒａｌ　（Ｒ＋＋　０．９９　）、　　範囲０−Ｍ、、、　　（２６）Ｍｔｏｔａｌ”Σ＋−＋、ＨｆＭ＋］　　　　　　　　　　　　（２７）ここで、Ｍｌはここの整数ビット割当て、Ｍ、□は係数あたりに許されるビットの最大数、Ｍｔｏｔａｌはブロックに割り当てられるビットの総数である。次いで、ビットの総数Ｍｔｏｔａｌが、式（２７）に従って１４４で決定される。ついで下記の式から、ＭｔｏｔａｌがＲ〒。ｔａｌに等しくするためには何ビットが除去されることが必要かについて、１４６にて決定がなされる。ＮＲｔｏｔａｌ・Ｍｙ０ｔ＋　−Ｒｔ−ｔ−＋　　　　　　　　　　（２８）次いで、ＭＴ６ｔｌｌｌがＲｔｏｔａ　ｌに等しくなるように、どのビット割当てから１ビツトが除去されるかについての決定がなされる。この決定は、１を除去することにより最小量の歪を導入する適合的なビット割当からビットが除去されるというガイドラインに基づいてなされる。適合的なビット割当ては、０より大きいものである。所望のビット割当てから必要とされるビットが除去されたら、得られたビット割当て情報は、６６にてＯＣＴ係数の量子化のために提供される。どのビット割当てから１ビツトが除去されるかを決定するために、ビット割当てのヒストグラムが１４８にて発生される。ヒストグラムを発生するために、ある数のカウンタが、０．００ないし１．００の、同様に大きさ設定された逐次の範囲の実数を各々表すものとして定義される。例えば、好ましい実施例においては、１６のカウンタが各々０．００および１．００間の実数の１７１６を表すものとして定義される、すなわちカウンタ１は０．００および０．０６２５間の数を表す、カウンタ２は０．０６２５および０．１２５間の実数を表し、以下そのようになる。カウンタが、定められた範囲の１つに入るＤｉの各個に対して１だけインクリメントされる。しかしてこの値は、下記の式に従い、計算されたパリアンスの各々に関して決定される。すなわち：ＤＩ　＝　２．７２　Ｘ　［Ｖｌ”／Ｌｌ”］　　　　　　　　　　　　（２９）ここで、Ｄ、は、ｉ番目の係数の量子化により導入される平均ひずみであり、Ｌｌは、整数レベル割当て（Ｌ＋−２”　）である。１ビツトの減少は、量子化レベルの数を半分にすることを思い起こされたい、したがって、式（２９）から、下記の式が誘導され得る。Ｄｒ　＝　２．７２　ｘ　Ｖ、”ｘ　　［１，０，５ＯＬ、”−１／Ｌｉ”ｌ　　　　（３０）したがって、Ｄ＋寓２．７２　Ｘ　ｖ、’ｘ　Ｏ，７５Ｘ　［１／Ｌ＋２１　　　　　（３１）残念ながら、これらの式は、取り扱いにくくなる場合があり得る。Ｄｌは単調増加関数であるから、式は、他の単調増加関数により変更氏、同じ結果を得ることができる０例えば、定数により乗算することによりあるいは基数２に対する対数を採ることにより、やはり相対値、例えばより大きい値または低い価が指示されよう、しだがって、下記の式が得られる。Ｄｉ　　ｌＩ　Ｉｏｇｚ　　［Ｖｌ”／Ｌ＋”］　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３２）したがって、ＤＩ−Ｌ−Ｍ＋　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３３）式（３３）はＤｉに対して式（３２）に対して異なる値を生ずるけれども、関数はなお単調的に増加しており、われわれは関連する値を吟味しているから、結果はなお同じである。それゆえ、ＤＩを決定する仕事は、簡単な式に減ぜられる。特定のビット割当ては１ビツト減ぜられるであろうから、どの割当てがとのカウンタをインクメントしたかを関連づけることが必要である。このような関連づけは、任意の周知のプログラミングによりなすことができる。ついで、カウンタは、１５０で、最小量の歪み０．００を表わすカウンタから最大量の歪を表わすカウンタまで捜索され、各カウンタに記憶されている係数値の数を累積しＣＵＭ　（Ｊ）、どのカウンタＧ、：　Ｔ　ＣＩＩＭ　（Ｊ）がＮＲＴｏｔａ＋ニ等しいかまたは大きいかを決定、確認する。レンジが確認されたカウンタより小さいカウンタと関連する歪により表わされるビット割当ては、１５２にて１だけ減ぜられる。確認されるカウンタにおいて、ＣｔｌＭ　（Ｊ）がＮＲｔｏｔａｌに等しくなるまで、各Ｒ４から１ビツト減ぜられる。１ビツトが減ぜられるＲ１は、必要に応じて、最小のＤＩから最大ＤＩに至る基準で選択される。ビットが除去される確認されたカウンタで表わされるビット割当ての数は、Ｋとして指示されるべきである。一度選択されたビット割当て（Ｒ１）が各々１ビツト減ぜられてしまえば、Ｍア。ｔａｌがＲｔＯｔａｌに等しくなるかについての決定が１゛５４にてなされる。答えがイエスであれば、ビット割当て情報が量子化器に提示される。　ＮＲ７゜ｔａｌが適合するビット割当ての数（ＲＩ）より大きい場合に起こり得るように、もしも答えがノーであれば、プロセスは１４６に戻り、プロセスを繰り返す。割り当てられつつあるビットの数が整数値であることを保証するための他の新しいプロセスについて考察する。やはり、各Ｒ１が１０８にて決定された後、第１０図に示されるこの後処理は、１６０にて各Ｒ＋をもつとも近い整数に丸める。ついで、ビットＭＴｏｔａｌの総数が１６２で決定される。ＭＴＯｔｌｌｌがＲＴｏｔａｌに等しいかどうかについての評価が１６４にてなされる。Ｍア。、１ □がＲア。ｔａｌに等しければ、後処理は終り、得られたＭｔは６６にて量子化のために提示される０Ｍ丁。ｔａｌがＲア。ｔａｌより大きければ、１ビツトが除去されるべき場合に最少量の歪みを導入するであろうビット割当てＲ１が、１６６で決定される。１ビツトが１６８にてＲ４から除去され、ビットの総数が再び１６２で決定される。後処理は、Ｍ丁。１，１が８丁。１．１に等しくなるまでこの態様で循環し続ける。Ｍ７６ｔｓｌが１６２にてＲｔｏｔａｌより小さいと決定されると、Ｒ４は、７ｏにて、１ビツトの追加で歪を最大に減するであろうところに見つけられる。ＲＩを見つけた後、１ビツトが１７２にてＲ，に加えられる＊　ＭＴｏｔｌｌｌが１６２にて再度決定され、プロセスは、１６４にて、Ｍ７゜ｔｌｌｌがＲｔＯｔａｌに等しくなることが見出されるまで、循環し続ける。１ビツトが減算された場合に最小量の歪が起こるところ、あるいは１ビツトが加算されると歪が最大に減ぜられるところでそのＬを決定するために、下記の式を考察する。Ｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ　（Ｌ＋０．５）、　　範囲０−Ｍ、、、　　　　（３４）Ｍ７゜□１＝＝Σｒ−ｒ、ｓ　［Ｌ］　　　　　　　　　　　　（３５）Ｎ口ｏｒ　”　Ｒｔａｔａｌ−Ｍｔｏｔａｌ　　　　　　　　　　　　（３６）Ｏ１＝１２．７２　Ｘ　　（Ｖ＋２／Ｌｉ”ｌ　　　　　　　　　　（３７）ＤＴＯｔａｌ・　Σ１゜１．Ｎ　［ＤＩ］　　　　　　　　　　　（３８）ここで、Ｍ、は個々の整数ビット割当てである、Ｍｌ、８は係数ごとに割当てられるビットの最大数である、Ｍア。ｔａｌはブロックにおいて割り当てられるビットの総数である、Ｎ＋ｔ＊ｒはビット割当てをＲｔａｔａｌに増減するに必要な反復数である、Ｄｌは第１番目係数の量子化により導入される平均歪である、ＬＩ整数レベル割当て（１，＋・２１）、そしてＤア。ｔａｌは量子化によりブロックに導入される総平均歪である。式３４は、整数ビット割当てを定めるものであり、そしてこれは、Ｒ１から、もつとも近い整数に丸め、結果をＭｌ、８より大きくない整数に制限することによって誘導される。これは割当てられたビットの総数Ｍ７６ｔａｌをもたらし、そしてこれはブロックに割り当てられるビットの正しい数をＲ７＠ｔａｌを維持するためにＮ＋ｔ＊ｒビット（３６）により増減されねばならない。どの係数がそれらのビット割当ての変化を必要とするかを決定するに際して、この操作と関連する歪の測定値が決定される。　ＭＡＸは、式（３７）におけるサンプルにより導入される平均歪を定めた。この結果は、先に、最適ビット割当て（２）を定めるために使用された。使用される手法は、除去されることにより（デクリメント）最小歪を導入するビット、または増大されることにより（インクリメント）総歪を減するビットを反復的に決定することによって、整数ビット割当てＬを８丁。ｔａ１ビットに変更するとである。上記の式に任せると、この手続きは、Ｌａｗより大きくない正の整数に拘束される。　　１ビツトの増加はレベルの数の倍加を倍加し、１ビツトの減少はレベルの数を半減することが再度思い起こされよう、それゆえ、式（３７）から次の式が誘導されよう。０、（ｉｎｃ）　＝　２．７２Ｘ　Ｖｌ”Ｘ　［１／Ｌ＋”　−１／（２Ｌｉ） ”］　　（３９）したがって、Ｄ＋（ｉｎｃ）　　禦２．７２ｘ　　Ｖ＋２ｘ３．ＯＸ　　ＩＩ／Ｌ＋”　　］　　　　（４０）Ｄ＋（ｄｅｃ）　　Ｍ　２．７２　　Ｘ　　ｖ、”ｘ　［１／（０，５ＯＬ＋）”　　−１／Ｌｉ）”］（４１）したがって、Ｄ＋（ｄｅｃ）　ｌ１２．７２ｘ　Ｖ＋”Ｘｏ、７５［１／Ｌ＋”］　　　　　　　（４２）それゆえ、ビット数を増すために、Ｄ＋　（ｉｎｃ）　（３９）は、Ｍｔを１ビツトだけ増すことにより、総歪ＤＴＯｔＡｌの減少をもたらす、したがって、反復プロセスで、ブロックの最大Ｄ＋　（ｉｎｃ）　（ｉ＊１．Ｎ）を決定せねばならない。同様にビットの数を減するために、　Ｄ＋　（ｄｅｃ）　（４１）は、Ｍ、を１ビツト減することによって、総歪の数の増大を定める。したがって、反復プロセスでブロックにおける最小Ｄ＋（ｄｅｃ）（ｉ＝１．Ｎ）を決定しなければならない。しかしながら、上の式はかなり複雑となる場合がある。最小または最大を捜索する操作は、Ｄ、　（ｉｎｃ）およびり、　（ｄｅｃ）が■１およびし、に関して単調に増加する関数であるという事実に基づく。したがって、これらは他の単調増加関数により変更され、正しい結果を維持できる。例えば、定数により乗算し、基数２に対する対数を採ると、なお相対値、より大きい数またはより小さい数が指示されるであろう、したがって、下記の式が展開される。Ｄｉ（ｆｎｃ）　冨ｌｏｇｓ　［Ｖ＋”／Ｌ＋”ｌ　　　　　　　　　　（４３）したがって、Ｄ＋（ｉｎｃ）　＝Ｌ　−Ｌ　　　　　　　　　　　　　（４４）Ｄｉ（ｄｅｃ）　ｍ　ｌｏｇ＊　［Ｖ＋２／Ｌ＋”］　　　　　　　　　　（４５）したがって、Ｄ＋（ｄｅｃ）　　”　　Ｌ　　−Ｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４６）式（４３）および（４５）はり、に対して式（４２）および（４４）と異なる値をもたらすが、関数はなお単調増加であり、われわれは最大を吟味しているから、結果はなお同じである。それゆえ、１６６または１７０でＤ＋を決定する仕事は、簡単な式に減ぜられる。以上、本発明を特定の具体例について説明したが、技術に精通したものであれば、本発明の技術思想から逸脱することなく、ここに開示されるものから種々の変化変更をなし得るものであることが認められよう。浄書（内容に変更なし）ＦＩＧ、：３５２ｓｓｕｔ偵　　　　　　　　／ｊユ９・っ１１ム４へ　　　　　　　　　　　／ＪＪ’へＦＩＧ、８７ｔへ手続辛甫ヱＥ書（方式）％式％事件の表示　　ＰＣＴ／ＵＳ８９１０２２９６平成１年特許願第５０６８３平成１明特許願第５０６８３８−ド化の改良補正をする者事件との関係　　　　　　　　　特許出願人名　称　　　パシフィック　コミュニケイションサイエンセズ、インコーポレイテッド住　所　東京都中央区日本橋３丁目１３番１１号補正の対象図面の翻訳文　　　　　　　　　　　　　　　　　　１通補正の内容　　別紙の通り図面の翻訳文の浄書（内容に変更なし）国際調査報告Ｉ酎−ＭＩＮＩＭ−＾−””””’＝ＰＣＴ／ＵＳ８９１０２２９６−詩１＋ｔｓｂｅ酊１　＾ｅ−ｍｗｅ　Ｎ６．　　＋ｌ　ｒ〒ハマＣＱＱ　ｌ凸りつＯｔ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域情報信号で作用し得、情報サンプルのグルーブをブロックに逐次に分離し、かつ変換係数ブロックにより表わされる各ブロックサンプルを時間領域から変換領域に変換する変換コード化装置においてスピーチ信号のフォルマント情報を決定するための装置において、前記時間サンプルブロックの各々に対して偶数エクステンションを発生するためのエクステンション手段と、該偶数エクステンションの自己相関関数を発生するための関数発生手段と、該自己相関関数から線形予測係数を誘導するための誘導手段と、前記係数の高速フーリエ変換を遂行するための第２の変換手段と、前記高速フーリエ変換から生する各係数の利得を数学的に平方するための平方手段とを備え、前記各ブロックに対する前記フォルマント情報が、前記ブロックに対する前記高速フーリエ変換の各平方された利得の収集値に等しいことを特徴とするホルマント情報決定装置。
（２）前記変換係数ブロックが関数式Ｘ（ｎ）により表わされ、前記偶数エクステンションが関数式ｙ（ｎ）により表わされ、そしてさらにｙ（ｎ）が下記のようにｘ（ｎ）に関して定められる、すなわち、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）　　　　ｎ＝ｏ，Ｎ−１＝ｘ（２Ｎ−１−ｎ）　　　　ｎ＝Ｎ，２Ｎ−ｉのように定められる請求の範囲第１項記載のホルマント情報決定装置。
（３）前記線形予測係数をサイド情報として伝送するための伝送手段を備える請求の範囲第１項記載のホルマント情報決定装置。
（４）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域情報信号で作用し得、情報サンプルのグルーブをブロックに逐次に分離し、かつ変換係数のブロックにより表わされる各ブロックサンプルを時間領域から変換領域に変換する変換コード化装置においてスピーチ信号のホルマント情報を決定する方式において、前記時間サンプルブロックの各々に対して偶数エクステンションを発生し、前記偶数エクステンションの自己相関関数を発生し、該自己相関関数から線形予測係数を誘導し、前記係数の高速フーリエ変換を遂行し、該高速フーリエ変換から生する各係数の利得を数学的に平方する諸段階を備え、前記各ブロックに対する前記ホルマント情報が、前記ブロックに対する前記高速フーリエ変換の各平方された利得の収集値に等しいことを特徴とするホルマント情報決定方法。
（５）情報信号のある振幅を有する被変換サンプルのブロックを量子化する変換コード化装置においてビット割当て信号を発生する装置において、前記被変換サンプル振幅の予定された基数の対数を決定することにより対数値を生成する対数発生手段と、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられる最少数のビットを決定するための定数生成手段と、前記被変換サンプル振幅の各々に対して決定される前記対数値に最少数のビットを加えることによって、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられるべきビットの数を決定し、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられるビット数を表わすビット割当て信号を発生するためのビット割当て手段と、を備えることを特徴とするビット割当て信号発生装置。
（６）情報信号のある振幅を有する被変換サンプルのブロックを量子化する変換コード化装置においてビット割当て信号を発生するための方法において、前記被変換サンプル振幅の予定された基数の対数を決定することにより対数値を生成し、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられる最少数のビットを決定し、前記被変換サンプル振幅の各々に対して決定される前記対数値に最少数のビットを加えることによって、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられるべきビットの数を決定し、前記被変換サンプル振幅の各々に割り当てられるピット数を表わすビット割当て信号を発生する、諸段階を含むことを特徴とするビット割当て信号発生方法。
（７）変換コード化装置においてなされるビット割当てが整数値であることを保証する装置であって、割当てのために利用可能な数が既知であるものにおいて、前記ビット割当て値の各々を次の最高の整数に丸めるための丸め手段と、前記丸め手段により前記割当て値が丸められた後、ビット割当て値を総和する総和手段と、割当てのために利用可能な前記ビット数と丸め後のピット割当て値の総和との差を決定するための計算手段と、１ビットが除去されるべき場合に各ビット割当て値に導入されるであろう歪の大きさを決定し、前記歪み決定情報に基づいて前記ビット割当て値をランクづけするヒストグラム手段と、前記のビット割当て値の総数が利用可能なビットの前記数に等しくなるように、１ビットを除去するに必要なピット割当て値を選択するための選択手段と、選択されたビット割当て値を１ビットだけ減ずるための減少手段とを備えることを特徴とする保証装置。
（８）変換コード化装置においてなされるビット割当て値が整数であることを保証するための方法であって、割当てのために利用可能な数が既知であるものにおいて、前記ビット割当ての各々を次の最高の整数に丸め、前記丸め手段により前記割当てが丸められた後、ビット割当て値を総和し、割当てのために利用可能な前記ビット数と丸め後のビット割当て値の総数との差を決定し、１ビットが除去されるべき場合に各ビット割当て値に導入されるであろう歪の大きさを決定し、前記歪み決定情報に基づいて前記ビット割当て値をランクづけし、前記ビット割当て値の総数が利用可能なビットの前記数に等しくなるように、１ビットを除去するに必要なビット割当て値を選択し、選択されたビット割当て値を１ビットだけ減ずる諸段階を含むことを特徴とする保証方法。
（９）変換コード化装置においてなされるビット割当てが整数であることを保証する装置であって、割当てのために利用可能な数が既知であるものにおいて、前記ビット割当て値の各々を次の最高の整数に丸めるための丸め手段と、前記丸め手段により前記割当て値が丸められた後、ビット割当て値を総和する総和手段と、前記ビット割当て値総和が前記の利用可能なビットの既知の数に等しくなる時点を決定し、前記の等しい関係が得られるとき前記装置を停止させるための決定手段と、前記ビット割当て値が１ビット変更される場合にとのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定するための捜索手段と、選択されたビット割当て値を１ビットだけ変更するための変更手段とを備えることを特徴とする保証装置。
（１０）前記ビット割当て値の総和が、前記の利用可能なビットの数より大きく、前記捜索手段が、もしも１ビットが除去された場合にとのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定し、前記変更手段が前記の選択されたビット割当て値を１ビット減ずる請求の範囲第９項記載の保証装置。
（１１）前記ビット割当て値の総和が、前記の利用可能なビットの数より小さく、前記捜索手段が、もしも１ビットが加算された場合にどのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定し、前記変更手段が前記の選択されたビット割当て値を１ビット増大させる請求の範囲第９項記載の保証装置。
（１２）変換コード化装置においてなされるビット割当て値が整数であることを保証する装置であって、割当てのために利用可能な数が既知であるものにおいて、前記ビット割当ての各々を次の最高の整数に丸め、前記丸め手段により前記割当て値が丸められた後、ビット割当て値を総和し、前記ビット割当て値総和が前記の利用可能なビットの既知の数に等しくなる時点を決定し、前記の等しい関係が得られたとき前記装置を停止し、前記ビット割当て値が１ビット変更される場合にとのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定し、選択されたビット割当て値を１ビットだけ変更する諸段階を含むことを特徴とする保証方法。
（１３）前記ビット割当て値の総和が、前記の利用可能なビットの数より大きく、もしも１ビットが変更された場合にとのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定するための段階が、除去されつつある１ビットを考慮に入れ、前記の変更段階が前記の選択されたビット割当て値を１ビット減ずる請求の範囲第１２項記載の保証方法。
（１４）前記ビット割当て値の総和が、前記の利用可能なビットの数より小さく、もしも１ビットが変更された場合にどのビット割当てが最小量の歪を導入するかを決定する前記の段階が、加算されつつある１ビットを考慮に入れ、前記の変更段階が前記の選択されたビット割当て値を１ビット増大させる請求の範囲第１２項記載の保証方法。
（１５）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域情報信号で動作し得る適合変換コード化装置において、情報サンプルのグルーブをブロックに逐次分離するための窓掛け手段と、変換係数ブロックにより表わされる各サンプルブロックを時間領域から変換領域に変換するための第１変換手段と、前記変換係数のバリアンスを決定し、該バリアンスを反映する包絡線信号を発生するための旬絡線生成手段であって、前記時間領域ブロックブロックの各々に対して偶数エクステンションを生成するためのエクステンション手段と、前記偶数エクステンションの自己相関関数を生成するための関数生成手段と、該自己相関関数から線形予測係数を誘導するための誘導手段と、該線形予測係数の信号ブロックを形成するための信号ブロック手段と、該信号ブロックの高速フーリエ変換を遂行するための第２の変換手段と、前記高速フーリエ変換から生ずる各係数の利得を数学的に平方するための手段とを備え、そして各変換係数の前記バリアンスが対応する高速フーリエ変換係数の平方化利得に等しくなされている包絡線生成手段と、前記包絡線信号に反映される前記バリアンスに関して前記変換係数に割当てられるべきビット数を決定し、前記変換係数に割り当てられるべきビット数を表わすビット割当て信号を発生するためのビット割当て手段と、前記包絡線信号および前記ビット割当て信号に応答して前記変換係数を量子化し、該量子化変換係数を表わす量子化信号を発生するための量子化手段と、前記量子化信号および前記包絡線信号を伝送するための伝送手段とを備えることを特徴とする適合変換コード化装置。
（１６）量子化変換係数のバリアンスを表わす量子化線形予測係数を含むサイド情報および量子化変換係数の逐次のブロックを含むコード化スピーチ信号を解読するための装置において、前記線形予測係数の高速フーリエ変換を遂行するための変換手段と、前記高速フーリエ変換から得られる各係数の利得を数学的に平方するための平方化手段であって、前記量子化された変換係数の前記バリアンスが前記ブロックに対する前記高速フーリエ変換係数の各平方された利得の収集値に等しくなる平方化手段と、前記バリアンスを表わす情報信号を発生するための信号発生手段と、前記の変換された線形予測係数の予定された基数の対数を発生するための対数生成手段と、前記の変換された線形予測係数の各々に割り当てられる最小ビット数を決定するための定数生成手段と、前記対数値に前記の最小ビット数を加え、前記の変換されたサンプル振幅の各々に対して割り当てられるビットの数を表わすビット割当て信号を発生することによって、前記量子化された変換係数の各々に割り当てられるビット数を決定するためのビット割当て手段と、前記情報信号および前記ビット割当て信号に応答して、前記変換係数の量子化を解除し、該量子化解除された変換係数を表わす信号を発生するための量子化解除手段と、前記の量子化解除された変換係数を前記変換領域から前記時間領域に変換し、前記スピーチ信号をほぼ再生するための逆変換手段とを備えることを特徴とするコード化スピーチ信号解読装置。