JPH03503222A - 共振正弦波パワーコンバータを利用した蛍光灯調光安定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 共振正文゛パワーコンバータを利　した蛍゛　調　　定ｒ公盟Ω互員 従来のコアとコイルの安定器が相当のエネルギーを浪費し、また不要な熱を発生 することは従来から知られていることである。

更に、コアとコイルの安定器は５０／６０Ｈｚで動作するため、交流線路周波数 の変動、蛍光灯のチラッキ、ハムが共通の問題である。コアとコイルの安定器と 固体素子安定器の性能に関する詳細な科学的評価がＲ，Ｒ，Ｖｅｒｄｅｒｂｅｒ 　　と　Ｏ，Ｍｏｒｓｅ　　によってなされている。ｉｔ玄ｔの性能　び他の　 しい照明装置、Ｌａｗｒｅｎｃｅ　Ｂｅｒｋｅｌｅｙ研究室、カリフォルニヤ大 学、１９８５年９月契約ＤＥ−ＡＣＯ３−７６８ＦＯＯＯ９８に基すいて米国エ ネルギー省に提出したレポート、を参照されたい。

従って、蛍光灯用の省エネルギー型固体素子電子安定器及び回路を開発しようと いう科学的試みがなされている。電子安定器に関する評論がエネルギーユーザー ニュース、１９８６年９月８日、１２ベージ；エネルギーユーザーニュース、１ ９８３年８月１日、１０ベージ；　およびＪ、　Ｅ、　Ｊｅｗｅｌｌ、　Ｓ、　 ＳｅｌｋｏｗｉｔｚとＲ，Ｒ，Ｖｅｒｄｅｒｂｅｒ　　による　ｍ安定は省エネ ルギーになる、Ｌｉｇｈｔｎｉｎｇ　Ｄｅｓｉｇｎ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔ ｉｏｎ、　Ｖｏｌ。

１０、　Ｎｏ、１０．１９８０年１月、３６−４２ページに掲載されている。

既存の蛍光灯用固体素子調光安定器が効率的にコアとコイルの安定器より優れて いることは既に分かっている。しかしながら、固体素子安定器は次のような欠点 も持っている。固体素子安定器は比較的高価な上に故障率が高く、しかも強力な 高周波数調波の存在のために相当量の電磁波を発生する。固体安定器に関する評 論が現夏ＩＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｂａ１ｌａｓｔｓ　　エネルギーユーザーニ ュース、Ｖｏｌ、９．１９８４年−一一−−−−−−−−−−−−−−−、３３ ９４月３０８１−３ページ、およびＮＴｌ５　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｔｅｃｈ　Ｎｏｔ ｅｓ、　１９６３年１１月、７−８ページ、に掲載されている。

公服２！汐 本発明は蛍光灯用の調光安定器として使用される固体素子共振コンバータスイッ チング回路の改良を目指すものである。その改良された回路は従来の共振コンバ ータ回路の長所を備えるとともに蛍光灯を点灯させる弱くイオン化されたプラズ マモードを理想的な状態で励起する。すなわち、そのコンバータスイッチング回 路は電力スイッチの無電流スイッチング機能を有する正弦波の励起源を構成する 。更に、一定のフィラメント電圧が蛍光灯に供給される。

本発明の望ましい実施例の電子調光安定器コンバータスイッチング回路は本質的 に、改良された共振コンバータ回路を無線周波数で励起される気体プラズマ回路 と組み合せて種々の利点を得るものである。

杢及盟立亘賎 従って本発明の第１の目的は、共振パワーコンバータ、例えば、電力スイッチの 無電流スイッチング機能を有する直列ないし並列共振コンバータ、の原理を利用 すると共にランプ励起電流が正弦波であるような１個あるいは数個の蛍光灯用の 、従来のような欠点のない、新規かつ改良された電子調光安定器回路を提供する ことである。

本発明の他の目的は改良された電力変換効率を有する新規かつ改良された蛍光灯 用電子調光安定器回路を提供することである。

本発明の更に他の目的は、直列、並列及び両者を含む形で接続された複数の蛍光 灯を励起するのに共振コンバータスイッチング回路を使用し、それぞれの蛍光灯 へのフィラメント電圧を一定に維持すると共に、その回路が高いスイッチング周 波数で動作し得るようになし、それによって、ハムと光のチラッキをなくすこと である。

本発明の他の目的および特徴は、添付の図面を参照しながら以下を読むことによ って明らかになる。

図面の簡単な説明 第１図は蛍光灯用の固体素子安定器として使用される従来技術によるスイッチン グモードのパワーコンバータを示し、第２図は、第１図の回路への入力制御信号 の波形の一例、および、その回路からの電圧／１流出力の波形の一例を示す。

第３図は従来の直列共振パワーコンバータ回路を示し、第４Ａ−４Ｅ図は第３図 の回路の動作に伴う波形を示す。

第５図はラジオ周波数正弦波励起気体プラズマの等価回路を示す概略図である。

第６図は、第５図の気体プラズマモードの電気的原理を使用した、本発明の一実 施例の共振コンバータスイッチング回路を示す。

第７図は、蛍光灯が本発明の改良された直列共振コンバータ回路の一体成分を構 成する回路の一例を示す。

第８図は第７図の回路の変形例を示す。

第９図は第６−８図の回路と共に使用する制御回路の一例を示す概略図である。

第１０図は並列共振回路を使用した、本発明の他の実施例の概略図である。

第１１図は他の並列共振回路を使用した、本発明の他の実施例の概略図である。

第１２図は第１１図の回路の等価回路である。

第１３図はランプのフィラメントがコンバータの共振回路に含まれるようにした 、本発明の更に他の実施例の概略図である。

第１４図は、従来の蛍光灯におけるフィラメント抵抗とフィラメント電流の関係 を示すグラフである。

第１５図は、本発明のソフトスタート機能を使用した場合のフィラメント抵抗と フィラメント電流の関係を示すグラフである。

第１６図は第１３図の回路からランプを取り去った状態を示す概略図である。

望ましい　雄側の６細な侵 以下、図面を参照して説明する。図面において同様な部分には同じ番号を付した 。

第１図には、蛍光灯用の固体素子安定器として使用される従来のスイッチモード 電力供給回路の一般化した回路図が示されている。これらのタイプの安定器スイ ッチは一般に、順方向コンバータ、フルブリッジ、プッシュプルタイプなどと称 されている。これらの回路においては、第２図に示すように、制御信号は矩形波 であり、出力電モ電流も矩形波である。すなわち、電力スイッチは最大時に電流 を切り換えなけらばならない。結果として、より高い調波成分（より高いＥＭＩ ）、より強い電流及び電圧スパイクおよび過渡電流が電力スイッチを通って流れ るとともに、過大な熱を発し、スイッチの寿命を縮める。

ここ数年の間、電力変換技術に携わっている設計者達は共振正弦波電力供給回路 を検討してきた。第３図にそのような回路の一例を示す。この電力変換技術の主 な利点は、全体的に効率が高いこと、ＥＭＩの減少すること及び、信頼性が上が ることである。

その直列共振コンバータの動作の基本的な原理を第４Ａ−４Ｅ図の波形とともに 第３図の回路図を参照して説明する。電力スイッチトランジスタＱ１がオンして いる間はエネルギーは人力供給ラインＶｉｎから出力負荷および直列共振コンデ ンサｃＲに流れる。電力スイッチトランジスタＱ２がオンしている間は、エネル ギーはコンデンサＯＲから出力負荷に流れる。整流ダイオードＤＩ、Ｄ２が入力 供給ラインＶｉｎまたはアースへの電流路を形成することによってコンデンサｃ Ｒへの電圧を一定にする。出カドランス冗の二次側の交流は整流ダイオードＤ３ ．　Ｄ４ｎｉよって整流され、出力フィルタコンデンサＣＯによってフィルタリ ングされる。

第４Ａ−４Ｅ図に示される波形には、第３図の従来の直列共振コンバータの異な る時点における電圧波形及び電流波形が示されている。

第４Ａ図には、ドライブパルス、すなわち、所定のパルス幅を有し電力スイッチ トランジスタＱ１に供給される第１のパルス群と、同じパルス幅を有するが第１ のパルス群より遅れて発生されて第１のパルス群がトランジスタＱ１に供給され るのと交互に電力スイッチトランジスタＱ２に供給される第２のパルス群、の波 形が示されている。第４Ｂ図の波形はトランジスタＱｌ、Ｑ２を流れる電力スイ ッチ電流１ｒｎｓ　ｉｏｘを示す。第４Ｃ図の波形はコンデンサｃＲへの電圧の 波形である。第４Ｄ図には誘導子ＬＲ／コンデンサｃＲ直列共振回路内の正弦波 電流ｉＨを示す。第４Ｅ図は誘導子ＬＲへの電圧の波形を示す。

第４Ａ−４Ｅ図の波形を参照して第３図の回路の作用を説明すると、まず、定常 状態においては、電圧ＶｏはＮＶｏとして一次側に反射される。ここで、Ｎはト ランスの巻数比である。その反射された電圧の極性はトランジスタＱｌ、　Ｑ２ の状態に依存する。トランジスタＱ１がオンすると、入力電圧Ｖｉｎが、インダ クタンスＬＲ，キャパシタンスｃＲ及びパワートランス比の一次側からなる直列 共振回路にかかる。−次側にかかる電圧はその巻数比および出力電圧によって固 定されているから、−次側の電流ｉＨは正弦波状に（０からスタート）増大する 。

これは直列共振回路によって制御されるからである。コンデンサｃＲへの電圧は ０からスタートして正弦波状に増大し、誘導子ＬＲへの電圧は０に向かって減少 する。誘導子ＬＲへの電圧が０に達すると、共振回路内の電流の増大が停止する 。

直列共振誘導子ＬＲへの電圧の極性が反転し、電流がそのピーク値から減少をは じめる。共振コンデンサｃＲへの電圧はダイオードＤ２によって固定されるまで 増大し続ける。直列共振誘導子ＬＲへの電圧は、コンデンサｃＲへの電圧が、入 力電圧ＶＩＮより高い一方のダイオードドロップに等しくなったときに増大を停 止する。誘導子ＬＲへの電圧はトランス■の一次巻線にかかる、反射された出力 電圧ＮＶ。

に等しい。トランス■の一次巻線を流れる電流は直線的に減少する。

適切に動作するためには、トランジスタＱｌは共振回路内の電流が０になるまで オンしていなければならない。トランジスタＱ２が次にオンし、−次巻線内の電 流が０から、今度は逆方向に増大する。そして、上記のサイクルを繰り返す。

与えられた設計内で最大の電力を得るためには、トランス１の巻数比を一次にか かる反射された出力電圧が最小入力供給電圧の値の半分に等しくなるように選択 する必要がある。

出力Ｖｏは、単サイクル正弦波を使用してデユーティサイクルを制御することに よって調圧される。電力スイッチがオンしていなければならない時間は入力電圧 の変化に多少依存して変化する。無電流スイッチングと高効率を維持し、クロス 導通を防止するためには、オン時間は最大入力電圧下で決定しなければならない 。

スイッチＱｌ、Ｑ２にかけられる直流高電圧は正電位とアースの間の電位差に対 応していてもよいし、正電位と負電位の間の電位差に対応していてもよいし、他 のどんな二つの電位レベルの間の電位差に対応していてもよい。スイッチＱｌ、 　Ｑ２に供給される制御信号の直流レベルを調整することによって、いかなる電 圧レベルをも加えられる直流高電圧に対応させることができる。

第３図の共振正弦波コンバータの主な利点は全体的効率が高いことである。これ は、電力スイッチのスイッチングあるいは整流器の逆方向回復に通常起因する電 力損失がなく、それによって変換効率が上がるからである。スイッチング損失が ないと放熱器が小さくてすむ。次に、スイッチ内の電流がゼロのときにトランジ スタ電圧が切り換えられるのでＢＭＩが減少する。従って、回路から放射される 高周波エネルギーの量が減少する。３番目に、（ａ）短絡を防止する共振誘導子 Ｉ、Ｒ１（ｂ）その誘導子が始動時に電力スイッチに大きな電流スパイクが生じ るのを抑える、（Ｃ）無電流スイッチングによって電力半導体上の高いピーク電 力応力および局所的なピーク接合温度が除去される、（ｄ）電圧及び電流のオー バ、シュートが小さくなる、（ｅ）共振コンバータは無負荷動作時に安定である 、などに起因して信頼性が増す。

本出願人のプラズマ物理学の経験によれば、高周波数交流による気体プラズマの 励起は励起電流が正弦波であると効率が高くなる。正弦波の励起によって回路が 定常状態に達するのが速くなり、またプラズマ負荷は本質的に容量性であるため 、プラズマ負荷が正弦波により良く応答するためであると推量されている。

ラヂオ周波数励起プラズマ用の等価電気回路が第５図に示されている。蛍光灯は 弱くイオン化されたプラズマモードで動作するから、蛍光灯用の励起源は正弦波 であるのが望ましい。

第６図には、本発明の望ましい実施例が示されている。この実施例は、極めて容 易で、信頼性が高く、経済的でかつ効率的な蛍光灯の励起方法を提供するもので ある。

動作に際しては、制御回路Ｃ１の出力Ａ、Ｂから電力スイッチＱｌ、　Ｑ２に制 御信号が供給される。典型的な制御電圧波形が制御回路Ｃ１の出力の部分に示さ れている。その制御回路Ｃ１からの制御信号は第４図に関して前述したのと同様 にして電力スイッチＱｌ、Ｑ２を駆動する。

第３図を参照して説明した上記直列共振コンバータは誘導子ＬＲとコンデンサｃ Ｒの間の負荷としてトランス１を組み込んでいる。第６図の実施例においては、 トランス■の二次側には複数の蛍光灯Ｔｉ、Ｔ２が接続されている。トランス１ の二次側にかかる出力正弦波電圧は蛍光灯を容易に駆動する。

効率を高め、ランプの寿命を長くするためには、蛍光灯の安定器はランプのフィ ラメントに一定のフィラメント電圧を供給しなければならないことは知られてい る。これは、ランプが調光状態で動作するときにはとくにそうである。第６図に おいてＣＦＳはいっていフィラメント電圧を示す。

蛍光灯の直列共振コンバータ型の安定器を更に改良したものが第７図に示されて いる。すなわち、望ましくは、第６図のトランス負荷ＴＲが１個ないし２個の蛍 光灯負荷によって置き換えられる。これによって、トランスによる損失がなくな る。

第７図には、複数の蛍光灯の並列動作が示されている。並列の複数の蛍光灯は保 守時間と保守コストを最小にする。現在では、直並列接続が一般的である。敷か しながら、その場合には、ペアーの一方のランプが消えると他方のランプも消え てしまう。従って通常の動作を再開するためには故障したランプを交換しなけれ ばならない。故障したランプを見つけるのには試行錯誤が必要となる。これに対 して、第７図の場合にはすべてのランプが並列に接続されているから、消えたラ ンプはすぐ見つかる。更に、消えたランプが他のランプの動作に影響を与えるこ とがない。

本発明は第７図および第８図に示される形態に限られず他の種々の出力形態を提 供することができる。第８図の実施例は直並列接続に適用したものである。すな わち、共振特性を維持する限り、共振誘導子ＬＲ（第６図）、共振コンデンサＣ Ｒおよび負荷１の組合せはどのような順で並べてもさしつかえない。

本発明のもう１つの利点は、ランプが並列に接続されていようと（第７図）直並 列に接続されていようと（第８図）、直列に接続されたそれぞれの誘導子とコン デンサ（ＬＲＩ−ＣＲ−、ＬＲ２−ＣＲ２−等）がランプが誤ってショートされ ても、回路への電流を制限することである。

はとんどの状況では、安定した動作を得るためには以下に詳細に説明するような フィードバックループを設けるのが望ましい。このループは例えば線間電圧の変 化を検出し、一定の出力光を維持するのを助ける。

制御回路Ｃ１は集積回路でもよい。高価でなく、優れていてしかも外部部品が最 少ですむ集積回路の制御回路の例として、「シリコンジェネラルプロダクトカタ ログ」（シリコンジェネラル社、ガーデングローブカリフォルニヤ州）　　１９ ８６年版、ベージ８８−９３に掲載されているＵＣ２５２５がある。この回路の 概略は第９図に示されており、以下に説明する。

第６．７．８図において、フィードバックループは特別な点に接続されていない 状態で示されている。その接続点は、電流と電圧のどちらを制御するかで決定さ れる。すなわち、線間電圧がある最高電圧と最低電圧間で調整されるべきときは フィードバックループは第７図の点Ｍのような誘導子ＬＲの前に接続すればよい 。一般には、線問電圧は全波整流回路等によって直流電圧に変換され、第６図か ら第８図の高直流電圧端子に供給される前に適当にフィルタリングされる。

第９図において、フィードバックループはエラーアンプの逆入力であるビンｌに 接続してもよい。ビン２には、内部で形成されるＶＲＥＦのような基準電圧が供 給される。エラーアンプの出力は第６図から第９図に示す制御回路の出力Ａ、Ｂ に発生する制御信号パルスをパルス幅変調するのに使用される。

発振器のビン５．６にそれぞれ接続されるのは一般にはコンデンサｃＴと抵抗Ｒ Ｔである。両者は共に可変なものであってもよく、ともに接地される。コンデン サｑと抵抗ＲＴの少なくとも一方を変えることによって、出力Ａ、Ｂに発生する パルスの繰り返し周波数が変えられ、それによって、線間電圧あるいは、第６図 から第８図のコンバータ回路の他のパラメータを調整するもう１つの手段が提供 される。

作動効率を最大にするためには、コンデンサ咎と抵抗ＲＴを、出力Ａ、Ｂにおけ る制御パルスの繰り返し周波数がｃＴとＲＴの直列共振周波数に等しくなるよう に設定するのが望ましい。しかしながら、その画周波数は必ずしも等しい必要は ない。ノイズ、ハム、フリッカ−を防止するために、制御パルスの周波数は２ｏ 幻ｎより高い必要がある。

普通はビン５とビン７の間に抵抗が接続されて、出力Ａ、Ｂで制御パルスが発生 する間に不動時間が設けられる。この不動時間は両電力スイッチの間のクロス導 通を防止するのに役立つ。ランプの調光はエラーアンプの非逆転入力にがけられ る基準電圧に加算器をがいして可変直流電圧を加えることによって行うのが望ま しい。その可変直流電圧源は例えばレオスタットを含む。その可変直流電圧源（ 離して置いてもよレリから加えられる電圧は、出力Ａ、Ｂにおける制御パルスの デユーティサイクルを変えて調光する、すなわち光の強さを変える。パルス幅を 変えることによって、パルス繰り返し周波数は一定に保たれ、直列共振回路の共 振周波数とマツチングした状態に保たれる。このようにデユーティサイクルを変 えて調光するのが望ましいが、パルスの繰り返し周波数を変える等他の方法で調 光してもよい。

パルス幅変調器（Ｐ、Ｗ、Ｍ）の動作を安定させるためにビン９にコンデンサＣ ５を接続してもよい。ビン３．１２は通常接地され、内部的に形成される基準電 圧子ｖｌＮに接続されているビンエ５は一定の基準電圧を提供することができる 。ランプのソフトスタートないしスロースタートはビン８とアースの間に接続さ れているコンデンサｃ５によって実現することができる。線間電圧が所定の最大 値を越えたときに系を不作動にするのは、例えば、ビン１ｏに接続される適当な 過大電圧検出回路（図示せず）によって行うことができる。

ＵＣ２５２５回路の他の動作についてはよく知られているのでここでは言及しな い。

本発明による、実験用安定器（第７図に基ずく）の電力変換効率は約９２％であ った。その安定器は４本のランプを点灯するように設計されていた。その安定器 は４本のランプを完全がり均一に調光することができた。この実験用安定器の部 品の総コストは２ｏ＄以下であった。

ｒ　Ｕｎｉｔｒｏｄｅ　８ｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ｒｅｇｕｌａｔｅｄ　Ｐｏｗｅｒ 　ＳｕｐｐｌｙＤｅｓｉｇｎ　ＳｅｍｉｎａｒＭａｎｕａｌ　Ｊ　（Ｕｎｉけｏ ｄｅ社、マサチュセッッ州レキシントン）１９８５年版、ページ７−６から７− ３０、とくにベージ７−２０、によれば、直列共振コンバータの電力変換効率は ９０％程度になる。しかしながら、本発明の第７図に基ずく安定器の電力変換効 率は約９２％にもなる。これは通常は電力が電カドランスＴＲ（第６図）の二次 巻き線を通して負荷に与えられるが、どんなに高品質の高周波電カドランスでも 多少の鉄損があるからであろう。本発明においては、トランＸＴＲ（第６図）を 蛍光灯ＴＩ、Ｔ２等（第７図）で直接おきかえることによってこの鉄損を回避し ている。従って効率が上がるのである。

直列共振コンバータに加えて、並列共振コンバータの思想も蛍光灯の安定器を設 計するのにしようすることができる。これは第１０図に示されている。直列共振 コンバータと並列共振コンバータの基本的な相違は並列共振コンバータの場合に は負荷Ｔ欧第６図）が通常コンデンサｃＲ（第１０図）と並列に配されることで ある。

共振コンバータに基ずく安定器の基本的なブロック図が第６図と第１０図に示さ れている。第６図には直列共振コンバータ技術に基ずく安定器が示され、第１０ 図には並列共振コンバータ技術に基ずく安定器が示されている。いずれの場合に も、本発明の他の実施例と同様に蛍光灯τ１．Ｔ２は共振回路の一部である。こ れはランプが共振回路のインピーダンスとコンバータの周波数に影響を与えるか らである。第１１図には、並列共振コンバータ技術に基ずく安定器構造で最も簡 単で、効率がよくしかも経済的なものの一例が示されている。

この場合には、ＬＲとＣＲはＣＲへの負荷として作用するランプＴ１とともに共 振回路を構成する。これは第１２図の回路と等価である。

第１２図の回路パラメータのインピーダンス２は次のように言うことができる。

負荷に対してはインピーダンスは肚であり、共振コンデンサに対しては、インピ ーダンスは１／ｊｗ（ＯＲ）であり、共振誘導子に対してはインピーダンスはｊ ｗ（ＬＲ）である。ここで、ｊ　は複素数であり、ｗ＝２ｎ（ｆｒ）、ｆｒは励 起周波数である。共振では、ｙ（ＱＲ）＝　ｗ（ＬＲ）第１２図の場合には、共 振条件下では、ＣＲもしくは肚にかかる電圧は肚の値に依存する。第１１図では 、肚はランプＴ１で置き換えられている。最初は、ランプＴ１が放電する前に、 ランプＴ１は極めて高いインピーダンスを示し、その結果ＯＲないしＴ１にかか る電圧は増大し続ける。しかしながら、Ｔ１にかかる電圧が一旦放電開始電圧に 達すると、ランプＴ１は放電し、ずっと低いインピーダンスを示す。このときに は、ランプの特性のために、Ｔ１にかかる電圧は通常のランプ動作電圧に低下し その電圧に留まる。これは蛍光灯を始動し点灯状態に保つ極めて便利で信頼性の あるメカニズムである。

ランプの動作電圧はランプの構造、長さ等に依存する。例えば、第１表は、市販 の予備加熱ラビッドスタートａ蛍光灯のいくつかの特性を示している。

光−ユ 予備加熱ラビッドスタート型　　　作動　　　　　　　最低始動電圧ａｍｐｓ、 　　ｖｏｌｔ ３２Ｗ　Ｆ−８４８”　　　　　　　　　０．２６５　　１３５　　　　　　３ ００４０Ｗ　Ｔ−１２３”Ｕ字型　　　　　０．４２０　　１０３　　　　　　 ２５６４０ＷＴ−１２４８”　　　　　　　　　　０．４３０　　１０２　　　 　　　　２５６４０ＷＴ−１０４８”　　　　　　　　　　０．４２０　　１０ ８　　　　　　　２５６４０Ｗ　Ｔ−１２６”Ｕ字型　　　　　０．４３０　　 １０２　　　　　　２５６第１１図の回路によって提供される更に改良された思 想が第１３図に示されている。第１３図においては、フィラメントＦｌ、Ｆ２も 共振回路の一部である。これはランプＴ１を取り去ると共振回路が不完全になる ことからも分かる。第１３図の実施例のもう１つの利点はコンデンサＣＲがラン プに定フィラメント電力を自動的に供給することである。これによって、定フィ ラメント電力を供給するために別の電源を設ける必要がなくなる。これは以下の ように説明することができる。

蛍光灯のタイプによって、そのランプの標準動作電圧Ｖｎを決定することができ る。また冷えたフィラメントの抵抗は通常１から２オームである。しかしながら 、蛍光灯が点灯しているときには、加熱されたフィラメントは抵抗が約１４から １６オームくらいまで増大し、はぼ０．２５から０．２７アンペアの電流を通す 。ランプの動作電圧Ｖｎとフィラメント電流（ＩＦ）が分かれば、比（Ｖｎ）／ （Ｉｆ）からＣＲのインピーダンスの値を知ることができる。ＣＲのインピーダ ンスＺＣＲが分かると、適当な共振周波数ｆｒを選択することによって次の式が らＣＲとＬＲの値を決めることができる。

第１３図の実施例のもう１つの利点は、この回路が蛍光灯の寿命を延ばすことで ある。これは次のような理由による。通常の安定器の場合には最初にオンされた とき、冷えたフィラメントに即座に電力を供給する。冷えたフィラメントは抵抗 が極めて小さいため大量の電流が流れ、フィラメントに熱的電気的衝撃を与える 。これがたぶん蛍光灯が通常オン時に悪くなる最大の理由であろう。フィラメン トの抵抗とフィラメント電流の関係が第１４図に示されている。

第１３図の場合には、共振現象のためにＣＲにかかる電圧及びＣＲを通る電流が Ｏから増大し始める。これによって装置全体がソフトスタートすることになり、 従ってランプの寿命が延びる。これが第１５図に示されている。

共振コンバータ技術に基ずく安定器のもう１つの利点は、回路を極めて安全な開 放電圧（回路からランプを取り去ったときにランプの両端にかかる電圧）を生ず るように設計できることである。例えば、第１３図の場合に、ランプＴ１ｆｉ− 取り去ると共振回路が不完全になる。これは第１６図に示されている。電圧は点 ａ、ｂに現れほぼＶｉｎに等しい。

共振回路のインピーダンスおよびランプの電流要求によっては、Ｖｉｎはランプ の放ｔｔ圧よりずっと低くてよい。回路の共振特性からして、すなわち、ランプ Ｔ１が回路内にあるとＴ１にかかる電圧はランプが放電を始めるまで増大し続け るから、これは事実である。例えば、４フイート、４０ワツトのランプ用の安定 器を第１３図の回路に基ずいて作成した。回路の値は、Ｖｉｎが２４５ボルト、 ＬＲが１．８ミリヘンリー、ＣＲが０．０１５マイクロフアラツド、共振周波数 が３０キロヘルツであった。次のような測定結果が得られた。開放電圧２４０ボ ルト、始動電圧２６０ボルト、ランプ動作電圧１０３ボルト、フィラメント電圧 ３．２ボルト。開放電圧が低いのは安画面から極めて望ましいことである。

第１３図の回路のもう１つの利点は次のようである。調光状態で動作する蛍光灯 の寿命を延ばしまた動作を安定させるためには多少大きなフィラメント電力が必 要になる。ランプが調光状態で動作しているときにはフィラメント電圧が低いと ランプの寿命が大幅に縮まる。第１３図の回路の場合には、調光状態ではランプ のインピーダンスが大きくなり、ランプの放電を維持する動作電圧はわずかに増 大する。これによって、共振コンデンサＣＲはより高い電圧を見ることになり、 結果、フィラメント電圧もわずかに増大する。これがランプの寿命を延ばし、ラ ンプの動作を安定させる。

第１３図の回路のもう１つの利点は以下のように言うことができる。

ランプ電流の波高率がランプの寿命に直接の影響をもつことは知られている。正 弦波で励起されるランプは寿命が最も長い。第１３図の回路では、正弦波共振コ ンバータ技術がランプとフィラメントの両方に確実に正弦波電流を供給する。

第１３図の回路及び本発明の他の回路に関するもう１つの重要な考察は次の通り である。１）始動期間にランプに３００ボルトの電圧をかける必要がある。３０ ０ボルトの電圧をランプにかけた時からある時間後にランプが始動する。このあ る時間の遅れＴＤは主にガスがイオン化する時間、周囲の温度、フィラメントの 温度等によるものである。

第１３図の場合には、その遅れ時間ＴＤの大きさによっては、回路の電気共振特 性および極めて速い応答時間特性のために、ランプにかかる電圧が、ランプが放 電を開始する前に危険なレベルまで増大してしまう可能性がある。２）フィラメ ントは無事であるが、ガラス壁が割れてしまったランプの場合にも同様な状況が 生ずる。これが第１７図に示されている。この場合には、共振回路は完全である が、ガラスが割れているため、放電が生じない。その結果、共振コンデンサＣＲ に負荷がかからないため、電圧はフィラメントが燃え尽きるまで増大し続ける。

いずれの場合にも、安全上、信頼性上から、ランプ及び共振コンデンサＣＲへの 電圧の増大を制限するのが望ましい。これを実行するための最も単純な実施例が 第１８図に示されている。第１８図において、Ｒ１，Ｒ２はＣＲとＴ１にかかる 電圧を検出するために、点Ｉと点Ｇの間に接続された高インピーダンス抵抗デイ バイダである。Ｒ１の値は囮よりずっと高く、従ってＲ２の両側に生ずる電圧は Ｒ１の両側に生ずる電圧よりはるかに小さい。電圧検知信号が半導体ダイオード （ＤＳＩ）全通して主制御回路（Ｃ１）に戻され、ＣＲ，ＴＩへの電圧の増大が 制御される。例えば、制御回路（Ｃ１）は、第９図で説明したように電力スイッ チＱｌ、　Ｑ２をオン、オフさせる制御信号のデユーティサイクルを変えること によってＯＲへの電圧を調整することができる。

要するに、本発明は次のような特長を有する、蛍光灯用の独特な固体素子安定器 構成するものである。

（１）極めて経済的で信頼性がある。

（２）その安定器は調光信号を離れた位置から供給出来るようになっている場合 にも完全に調光し得るようにすることができる。

（３）その安定器は共振正弦波コンバータ技術に基ずいている。ランプの正弦波 電流励起及び電力半導体スイッチの無電流スイッチングによってシステム全体の 効率及び信頼性が大幅に向上し、またＥＭＩが減少する。人間の安全のために、 また他の電子機器の正常な動作のために、近くの装置からの電磁放射初値にでき るだけ少ない方がよい。

（４）その安定器は並列ないし直並列に接続されたどんな数のランプでも動作さ せることができるように構成することができる。ランプを並列に接続すれば、ラ ンプを互いに独立して動作させることができ、また保守コストを下げることがで きる。

（５）適当なフィードバックによって、その安定器は、線間電圧の変動に関係な くランプの出力が一定となるように構成することができる。

（６）いかなる状況においても、ここのフィラメントに独立した一定のフィラメ ント電圧を共給し、それによって効率を高めると共にランプの寿命を延ばすこと ができる。

（７）その安定器は、高スイツチング周波数で動作するようにすることができ、 それによってＡＣバズ音とフリッカをなくす事ができる。

例えば、第１１図等の回路の共振コンバータ技術は、気体放電に基ずくランプな らばどのようなタイプものにでも応用して、極めて信頼性が高く、効率が良く、 経済的な安定器を提供することができる。

例えば、ネオンサイン、高圧ナトリウム灯等にも使用することができる。

特表平３−５０３２２２　（８） ＦＩＧ、　１４ 国際調査報告

Claims (31)

【特許請求の範囲】
1. １．直流電圧供給源と，， 直流電圧を正弦波電流に変換するための、共振回路を備えたコンバータ手段と、 前記正弦波電流に応答して励起される少なくとも１個の蛍光灯を含む負荷手段、 の組合せ。
2. ２．前記負荷手段が前記共振回路を前記蛍光灯にトランス結合するトランスを含 むことを特徴とする請求の範囲第１項記載の組合せ。
3. ３．前記蛍光灯が前記共振回路と直列に接続されていることを特徴とする請求の 範囲第１項記載の組合せ。
4. ４．全て並列に接続された複数の蛍光灯を含むことを特徴とする請求の範囲第１ 項記載の組合せ。
5. ５．前記コンバータ手段が前記蛍光灯の明るさを調整する手段を備えていること を特徴とする請求の範囲第１項記載の組合せ。
6. ６．前記コンバータ手段が前記蛍光灯の明るさをリモートコントロールする手段 を備えていることを特徴とする請求の範囲第５項記載の組合せ。
7. ７．前記蛍光灯のフィラメントに一定電圧を供給する手段を備えていることを特 徴とする請求の範囲第１項記載の組合せ。
8. ８．前記コンバータ手段が線間電圧を調整する手段を備えていることを特徴とす る請求の範囲第１項記載の組合せ。
9. ９．前記コンバータ手段が交流バズ音及び蛍光灯のフリッカを除去する手段を備 えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の組合せ。
10. １０．前記直流電圧が第１の電圧レベルと第２の電圧レベルの間の差に対応し、 前記コンバータ手段が（ａ）前記第１、第２の電圧レベル問に接続された一対の 制御可能なスイッチ、（ｂ）前記スイッチを交互にオン、オフするための同じ繰 り返し周波数の制御パルストレインを交互に発生し、それによつて前記共振回路 の制御のもとに前記パルス繰り返し周波数で前記第１、第２の電圧レベルを前記 負荷手段に印加して前記蛍光灯が前記正弦波電流によつて励起されるようにする 制御手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の組合せ。
11. １１．前記共振回路が直列共振回路であり、前記蛍光灯がその直列共振回路と直 列に接続されていることを特徴とする請求の範囲第１０項記載の組合せ。
12. １２．前記直列共振回路が誘導子とコンデンサをそなえていることを特徴とする 請求の範囲第１１項記載の組合せ。
13. １３．前記誘導子とコンデンサが前記負荷手段の互いに反対側に記されているこ とを特徴とする請求の範囲第１２項記載の組合せ。
14. １４．前記誘導子とコンデンサが前記負荷手段の同じ側に配されていることを特 徴とする請求の範囲第１２項記載の組合せ。
15. １５．前記直列共振回路と前記蛍光灯が直列共振回路を構成するように接続され ていることを特徴とする請求の範囲第１１項記載の組合せ。
16. １６．前記直列共振回路を前記蛍光灯にトランス結合するトランスを含むことを 特徴とする請求の範囲第１１項記載の組合せ。
17. １７．前記制御可能なスイッチが前記第１、第２の電圧レベルの間に直列に接続 されており、前記直列共振回路と前記負荷手段を含む回路が前記第１、第２の制 御可能なスイッチの間の点に接続されていることを特徴とする請求の範囲第１１ 項記載の組合せ。
18. １８．前記制御パルストレインの繰り返し周波数を前記直列共振回路の共振周波 数にほぼ等しくする手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第１０項記載 の組合せ。
19. １９．前記制御手段がハムを防止するために前記パルスの繰り返し周波数を２０ ＫＨｚより高くする手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第１０項記載 の組合せ。
20. ２０．前記制御手段が前記制御パルストレインのデユーティサイクルを変えて前 記蛍光灯の明るさを調整する手段を備えていることを特徴とする請求の範囲第１ ０項記載の組合せ。
21. ２１．前記制御パルストレインのデユーティサイクルを変えて前記蛍光灯の明る さを調整する前記手段が前記制御手段から離れて位置されていることを特徴とす る請求の範囲第２０項記載の組合せ。
22. ２２．前記共振回路が直列共振回路であることを特徴とする請求の範囲第１項記 載の組合せ。
23. ２３．前記共振回路が並列共振回路であることを特徴とする請求の範囲第１項記 載の組合せ。
24. ２４．前記共振回路が少なくとも１個の誘導子と少なくとも１個のコンデンサを 備えており、前記負荷手段がそのコンデンサに並列に接続されていることを特徴 とする請求の範囲第１０項記載の組合せ。
25. ２５．前記蛍光灯が前記コンデンサに並列に接続されていることを特徴とする請 求の範囲第２４項記載の組合せ。
26. ２６．前記蛍光灯が一対のフイラメントを備え、前記コンデンサがその一対のフ イラメントの間に接続されていることを特徴とする請求の範囲第２５項記載の組 合せ。
27. ２７．前記共振回路が前記誘導子、前記フイラメントおよび前記コンデンサを含 んでいることを特徴とする請求の範囲第２６項記載の組合せ。
28. ２８．前記誘導子、前記フイラメントおよび前記コンデンサが直列に接続されて いることを特徴とする請求の範囲第２７項記載の組合せ。
29. ２９．前記制御パルストレインの繰り返し周波数が前記誘導子、前記フイラメン トおよび前記コンデンサの共振周波数とほぼ等しいことを特徴とする請求の範囲 第２８項記載の組合せ。
30. ３０．前記蛍光灯にかかる電圧が所定の電圧を越えるのを防止する手段を備えて いることを特徴とする請求の範囲第１０項記載の組合せ。
31. ３１．前記蛍光灯にかかる電圧が所定の電圧を越えるのを防止する手段を備えて いることを特徴とする請求の範囲第２８項記載の組合せ。