JPH0349580A - 速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、モータ等の速度制御装置に関するものである
。

従来の技術 モータの回転速度を速度検出器により倹出して、その検
出信号によってモータへの供給電力を制御する速度制御
装置は、ビデオテープレコーダのキャプスタンモータや
シリンダモータ等に広く利用されている（たとえば、本
出願人が提案した特願昭５６−１４２７２４号を参照）
。このような速度制御装置において、回転センサの出力
に検出誤差が含まれていると、その検出誤差によってモ
ータの回転速度に変動が生じる。以下、これについて図
面を参照して説明する。

従来のモータの速度制御装置の構或を第６図に示す。直
流モータｌに直結された回転センサ２はモータ１の回転
に伴って交流信号を発生する。速度検出器３は回転セン
サ２の交流信号の周期に応じた直流的な電圧を作り出し
、比例補償器９に入力している。比例補償器９により所
定倍の増幅をされた信号は駆動器８に入力される。駆動
器８は入力信号を電力増幅してモータの供給電力とし、
モータ１の発生トルクを増幅して負荷１０の回転速度を
制御する。

発明が解決しようとする課題 第７図に回転センサ２の一例を示す。第７図において、
モータの回転軸に直結された円板１１の外周部には永久
磁石材１２が取り付けられ、永久磁石材１２の外周に多
極のＮ，Ｓ極が等ピッチ間隔に交互に着磁されている。

永久磁石材１２の外周に対向して感磁素子１３（たとえ
ば、ホール素子や磁気抵抗素子）が配置されている。モ
ータの回転に伴う永久磁石材１２の回転によって、感磁
素子１３はその回転速度に応じた周期の交流信号を発生
する。このような回転センサにおいて、永久磁石材１２
のＮ、Ｓ極の等価的な中心Ｏ゜がモータの回転中心Ｏに
対して取り付け偏心を生じている場合には、モータが所
定の回転速度にて一定の回転を行なっている場合でも、
感磁素子１３の交流信号の周期は所定の値から長くなっ
たり短くなったり変動する。これが回転センサの検出誤
差である。

第６図の回転センサ２に検出誤差が含まれている場合に
は、たとえモータ１が一定の回転速度にて回転していて
も回転センサ２の交流信号の周期が変動し、速度検出器
３の速度検出信号も変動する。速度検出器３の出力の変
動によって比例補償器９の出力が変動し、駆動器８によ
るモータ１への供給電力も変動し、その結果、モータ１
の実際の回転速度が変動してしまう。すなわち、回転セ
ンサ２の検出誤差によってモータ１の回転速度の変動が
生じる。

特に、第７図に示したような簡単な構造の回転センサを
使用する場合には、取り付け偏心を小さくすることが製
造上難しく、検出誤差による大きな回転速度変動が生じ
ていた。

本発明は、簡単な構或により検出誤差の影響を受けない
ようにすると共に、負荷変動の影響による速度変動も小
さくした速度制御装置を提供することを目的としたもの
である。

課題を解決するための手段 上記目的を達威するために、本発明の速度制御装置は、
モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じる回転
センサと、前記回転センサの交流信号により前記モータ
の１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数）の検
出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の検出信
号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前記補償
手段の制御・信号に応じて前記モータを駆動する駆動手
段を具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段の新し
い検出信号のサンプリング動作に同期して新しい誤差値
を得る誤差算出手段と、少なくとも＜Ｐ＋１）サンプリ
ング時間分の時系列信号値を保存する保存手段と、前記
保存手段に保存されている１サンプリング時間前の時系
列信号値とＰサンプリング時間前の時系列信号値のＫ１
倍（ここに、Ｏ＜Ｋ＋＜１）した値と（Ｐ＋１）サンプ
リング時間前の時系列信号値の−に、倍（ここに、０＜
Ｋｇ　＜１）した値と荊記誤差値を加算合成することに
より新しい時系列信号値を得る時系列信号値作成手段と
、前記１サンプリング時間前の時系列信号値の一Ｋ，倍
（ここに、ｏ　＜　Ｋｆｆ　＜　１　）した値と前記Ｐ
サンプリング時間前の時系列信号値を−１倍した値と前
記（Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値のＫ４
倍（ここに、Ｏ＜Ｋ４〈１）シた値と前記新しい時系列
信号値を加算合成することにより前記制御信号を作り出
す制御信号作成手段を有することによって、上記の問題
点を解決したものである。

また、上記目的を達戒するために、本発明の速度制御装
置は、モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
動手段を具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段の
新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい誤
差値を得る誤差算出手段と、少なくとも（Ｐ＋１）サン
プリング時間分の時系列信号値を保存する保存手段と、
前記保存手段に保存されている１サンプリング時間前の
時系列信号値とＰサンプリング時間前の時系列信号値の
ＫＩ倍（ここに、０＜Ｋ，＜１）した値と（Ｐ＋１）サ
ンプリング時間前の時系列信号値の−に、倍（ここに、
ＯＡＫ，＜１）した値を加算合成ずることにより第一合
成値を得、前記１サンプリング時間前の時系列信号値の
一Ｋ３倍（ここに、Ｏ＜Ｋ，く１）した値と前記Ｐサン
プリング時間前の時系列信号値のーｌ倍した値と前記（
Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値のＫ４倍（
ここに、０＜Ｋ４　＜１）した値を加算合成することに
より第二合成値を得る合成値作成手段と、前記第一合底
値と前記誤差値を加算合成することにより新しい時系列
信号値を得る時系列信号値作成手段と、前記第二合成値
と前記新しい時系列信号値を加算合成することにより前
記制御信号を作り出す制御信号作成手段を有し、前記合
成値作成手段はあらかしめ次のサンプリング時点におい
て利用する前記第一合成値と前記第二合成値を準備し、
前記誤差検出手段により新しい誤差値が得られた直後に
前記時系列信号値作成手段と前記制御信号作成手段を順
次実行するようにしたことによって、上記の問題点を解
決したものである。

また、上記目的を達或するために、本発明の速度制御装
置は、モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
記補償手段の制御信号に応して前記モータを駆動する駆
動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
誤差値を得る誤差算出手段と、少なくとも（Ｐ＋１）サ
ンプリング時間分の時系列信号値を保存し、前記誤差値
を入力とする再帰型ディジタルフィルタの出力により前
記制御信号を得るフィルタ手段を有し、前記フィルタ手
段の伝達関数を Ａ（ｚ−１）＝ｚ−　ｚ−１＋　Ｋｌ　・　Ｚ−’　　
Ｋｚ　・　Ｚ−１）Ａ（Ｚ−’）−１＋Ｋ１・　　ｚ−
’−　ｚ−’＋Ｋ．　・　ｚ−’−’ここに、ｚ　−　
１は１サンプリング時間分の遅延、ｌ−ＰはＰサンプリ
ング時間分の遅延、Ｚ−Ｐ−＋は（Ｐ＋１）サンプリン
グ時間分の遅延、Ｋ，，Ｋ．ＩＫ，，Ｋ．は０　＜　Ｋ
，，　Ｋｔ，　Ｋｆｆ＋　Ｋｇ　＜　１の定数、Ｂは定
数、 としたことによって、上記の問題点を解決したものであ
る。

作用 本発明では、補償手段において、時系列信号を保存して
利用する再帰型のフィルタを形威し、回転センサの検出
誤差による制御信号への影響を大幅に低減している。そ
の結果、回転誤差によるモータの回転速度変動が大幅に
小さくなり、簡単な構或の回転センサを使用しても高性
能の速度制御装置を実現できる。

また、再帰型のフィルタにおける位相遅れも小さく、速
度制御の利得を大きくできるので、モータに加わるトル
ク変動に対して速度変動の生じにくい良好な速度制御装
置を得ることができる。

実施例 以下、本発明の一実施例の速度制御装置について、図面
を参照しながら説明する。第２図に本発明の第１の実施
例における速度制御装置の構或図を示す。第２図におい
て、直流モータｌは回転センサ２と負荷１０を直接回転
駆動する。回転センサ２はモータｌの回転に伴って１回
転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数であり、ビデ
オテーブレコーダのシリンダモータでは、通常、Ｐ−５
）の交流信号ａを発生する。回転センサ２の交流信号ａ
は速度検出器３に入力され、交流信号ａの周期に応じた
ディジタル信号ｂを得ている。

第１図に示す速度検出器３の具体的な構成例を第３図に
示す。交流信号ａは波形整形回路３１によって波形整形
され、整形信号ｇを得ている。整形信号ｇはアンド回路
３３とフリップフロップ３５に入力されている。アンド
回路３３の入力側には、さらに、発振回路３２のクロッ
クバルスｐとカウンタ３４のオーバフロー出力信号Ｗも
入力されている。発振回路３２は水晶発振器と分周器等
によって構威され、整形信号ｇの周波数よりもかなり高
周波のクロックパルスＰ　（５００ｋＨｚ程度）を発生
している。

カウンタ３４は、アンド回路３３の出力バルスｈの到来
毎にその内容をカウントアップする１２ビットのアップ
カウンタになっている。また、オーバフロー出力信号Ｗ
はカウンク３４のカウント内容が所定値以下の時には“
Ｈ゛であり、カウンタ３４のカウント内容が所定値以上
になるとＷは“゜Ｌ゛に変化する（ここに、“Ｈ”は高
電位状態を表し、“Ｌ゛は低電位状態を表わしている）
。データ入力型フリップフロップ３５は、整形信号ｇの
立ち下がりエッジをトリガ信号としてデータ入力端子に
入力された“゜Ｈ゛を取り込み、その出力Ｑを“Ｈ”′
にする（ｑ一“′Ｈ”）。また、補償器４からのリセッ
ト信号ｒが“Ｈ゛になると、カウンタ３４とフリップフ
ロップ３５の内部状態がリセットされる（ｂ一“’ＬＬ
ＬＬＬＬＬＬＬＬＬＬ”、Ｗ−“Ｈ”、ｑ＝“Ｌ”）。

次に、第３図の速度検出器３の動作について説明する。

いま、カウンタ３４とフリップフロップ３５がリセット
信号ｒによってリセットされているものとする。波形整
形回路３１の出力信号ｇが“Ｌ”から“Ｈ′に変わると
、アンド回路３３の出力信号ｈとして発振回路３２のク
ロンクバルスＰが出力される。カウンタ３４は出力信号
ｈをカウントし、その内部状態を変化させていく。波形
整形回路３１の出力信号ｇが“Ｈ゛から“Ｌ　Ｉ＋に変
わると、アンド回路３３の出力信号ｈは“′Ｌ”になり
、カウンタ３４はその内部状態を保持する。また、フリ
ップフロップ３５は信号ｇの立ち下がりエッジによって
データ“Ｈ”を取り込み、その出力信号ｑを“Ｌ　”か
ら“Ｈ”に変化させる。カウンタ３４のディジタル信号
ｂは、回転センサ２の交流信号ａの周期長または半周期
長に比例した値であり、モータ１の回転速度に反比例し
ている。後述の補償器４は、フリップフロップ３５の出
力信号ｑを見て、ｑが゜“Ｈ“になるとカウンタ３４の
ディジタル信号ｂを人力し、その後にリセット信号ｒを
所定の短時間の間“Ｈ　Ｉ＋にして、カウンタ３４とフ
リップフロップ３５を初期状態にリセットし、次の速度
検出動作に備えている。なお、モータ１の回転速度が遅
過ぎるときには、波形整形回路３１の出力信号ｇの周期
が長いためにカウンタ３４の内部状態が所定値以上にな
り、オーバフロー出力信号Ｗが“Ｈ”から“Ｌ・“に変
わり、アンド回路３３の出力信号ｈが“′Ｌ”になり、
カウンタ３４が所定の大きな値を保持することもある。

第２図の補償器４は、演算器５（マイクロプロセッサ）
とメモリ６とＤ／Ａ変換器７によって構或され、速度検
出器３のディジタル信号ｂを後述する内蔵のプログラム
によって計算加工し、制御信号Ｃを出力する。補償器４
の制御信号Ｃは駆動器８に入力され、電力増幅された駆
動信号ｄ（制御信号Ｃに比例した電流）がモータ１に供
給される。従って、モータ１と回転センサ２と速度検出
器３と補償器４と駆動器８によって速度制御系が構成さ
れ、モータ１の回転速度が所定の値に制御される。

補償器４のメモリ６は、所定のプログラムと定数が格納
されたロム（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必
要な値を格納するラム（ＲＡＭ：ランダムアクセスメモ
リ）に別れている。演算器５はロム内のプログラムに従
って所定の動作や演算を行なっている。第１図にそのプ
ログラムの具体例を示す。次に、その動作について詳細
に説明する。

［誤差算出部ＩＡ］ （ＩＡ−１）　　まず、演算器５は速度検出器３のフリ
ップフロップ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが“′
Ｈ゛となるのを待っている。すなわち、速度検出器３が
交流信号ａの周期または半周期を検出し、新しいディジ
タル信号ｂ（速度検出信号）を出力するのをモニタして
いる。

（ＩＡ−２）　　（１が゛゜Ｈ“゜になると、速度検出
器３のディジタル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号
ｂに対応する速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共
に、リセット信号ｒを所定時間“Ｈ゛にして速度検出器
３のカウンタ３４とフリップフロップ３５をリセットす
る。

（ＩＡ−３）　　所定の基準値Ｓ　ｒｅｆから速度検出
値Ｓを引いて、現時点での新しい速度誤差値Ｅ。

を求める（Ｅｏ　＝　Ｓｒｅｆ　　Ｓ　）　。速度誤差
値Ｅ。

をＲ倍（ここに、Ｒは正の所定値）して、現時点での新
しい回転誤差値Ｅを算出する（Ｅ＝Ｒ−Ｅ．）．すなわ
ち、速度検出器３が新しい速度検出サンプリングを行な
う毎に、回転誤差値Ｅが時間的に離散的に得られる。

［再帰型フィルタ部１Ｂコ （ＩＢ−１：時系列信号値作成部）　後述の時系列信号
値保存部ＩＤに保存されている（Ｐ＋１）サンプリング
時間分の時系列信号値を用いて、後述の合成値作成手段
ＩＥはあらかじめ第一合成値Ｖと第二合成値Ｗを計算し
ている。まず、回転誤差値Ｅと第一合成値Ｖを加算合成
して、現時点の新しい時系列信号値Ｆを得る（Ｆ＝Ｅ＋
Ｖ）。

（ＩＢ−２：制御信号値作成部）　現時点の時系列信号
値Ｆと第二合成値Ｗを加算合威して、加算値Ｇを得る（
Ｇ＝Ｆ＋Ｗ）。次に、加算値ＧをＢ倍（ここに、Ｂは定
数）して、制御信号値Ｙを得る。

［制御信号出力部ｉｃ］ （ＩＣ−１）　　制御信号値Ｙ；ｔ−Ｄ／Ａ変換器７に
出力し、Ｙの値に対応じた直流的な電圧（制御信号）に
変換する。

［時系列信号保存部ＩＤ］ （ＩＤ−１）　　ラムに格納されている保存値Ｍ［Ｐ−
ｍ］を順次Ｍ［Ｐ＋１−ｍ］に転送し（ｍ＝０．　　１
，　　・・・，Ｐ−２）またはその後にＭ［１〕に現時
点の時系列信号値Ｆを保存格納する。

すなわち、Ｍ　［ｍコにｍサンプリング時間前の時系列
信号値を保存するようにしている（次の速度検出サンプ
リング時点を基準）。

［合成値作成部ＩＥ］ （ＩＥ−１）１サンプリング時間前の時系列信号値Ｍ［
１］とＰサンプリング時間前の時系列信号値Ｍ　［Ｐ］
をＫ，倍（ここに、０　＜　Ｋ＋　＜　１　）した値と
（Ｐ＋　１　）サンプリング時間前の時系列信号値Ｍ［
Ｐ＋ｌ］を一Ｋ，倍（ここに、０くＫ！く１）した値を
加算合成して第一合成値■を得る（Ｖ＝Ｍ　［１　］　
＋Ｋ＋　　・Ｍ　［Ｐ］　一Ｋ．　　・Ｍ［Ｐ＋　１　
コ　）　。

（ＩＥ−２）１サンプリング時間前の時系列信号値Ｍ［
１］を−Ｋｆｆ倍（ここに、Ｑ＜Ｋ，＜１）とＰサンプ
リング時間前の時系列信号値Ｍ　［Ｐ］をーｌ倍した値
と（Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値Ｍ［Ｐ
＋１］をＫ４倍（ここに、０＜Ｋ４　＜１）した値を加
算合成して第二合成値Ｗを得る（Ｗ＝　Ｋｆｆ・Ｍ　［
１］　−Ｍ　［Ｐコ＋Ｋ，・Ｍ［Ｐ＋１］）。その後に
、誤差算出部ＩＡの動作に復帰する。なお、これらの第
一合威値Ｖ，第二合成値Ｗは、次の速度検出サンプリン
グ時点において再帰型フィルタＩＢで利用される。

このように構成するならば、再帰型フィルタ部ＩＢと時
系列信号保存部ＩＤと合成値作成部ＩＥの動作により、
第２図の回転センサ２の検出誤差の影響が制御信号値Ｙ
にあらわれにくくなり、検出誤差に対して極めて強くな
る。これについて説明する。いま、モータ１が所定の回
転速度にて変動せずに回転しているものと仮定し、その
回転角速度をｗ０とすれば、回転センサ２の検出誤差は
Ｗ０の整数倍の或分の合威信号である。すなわち、回転
センサ２の検出誤差が大きい場合には、モータ１が所定
速度にて一定に回転している場合であっても、回転誤差
値Ｅにｗ０の整数倍の周波数成分が大きく生じる。従っ
て、回転誤差値Ｅに含まれるｗ０の整数倍の周波数成分
が制御信号Ｙに影響しないようにするならば、検出誤差
による悪影響を低減することができる。

時系列信号保存部ＩＤは、再帰型フィルタ部ＩＢで回転
誤差値Ｅから作り出された時系列信号Ｆを（Ｐ＋１）サ
ンプリング時間分だけラムのＭ　［ｍ］（ｍ−１，　　
・・，ｐ＋１）に格納保存している。

合成値作成部１Ｅでは、１サンプリング時間前め時系列
信号１ｉ！！Ｍ［１］とＰサンプリング時間前の時系列
信号値Ｍ　［Ｐ］をＫ，倍した値と（Ｐ＋１）サンプリ
ング時間前の時系列信号値Ｍ［Ｐ＋１’ｌを一Ｋ７倍し
た値を加算合成して第一合成値■を得、ｌサンプリング
時間前の時系列信号値Ｍ［１］を一Ｋ３倍とＰサンプリ
ング時間前の時系列信号値Ｍ　［Ｐ］を−１倍した値と
（Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値Ｍ［Ｐ＋
１］をＫ４倍した値を加算合成して第二合成値Ｗを得て
いる。

再帰型フィルタ部ＩＢでは、第一合威値Ｖと回転誤差値
Ｅを加算合威して新しい現時点の時系列信号値Ｆを算出
し、さらに、現時点の時系列信号値Ｆと第二合成値Ｗを
加算合成した値をＢ倍して制御信号Ｙを得ている。その
結果、回転誤差値Ｅから制御信号値Ｙまでのフィルタ特
性（伝達関数）は、次式になる。

・・・・・・・・・・・・（１） Ａ（ｚ−１）＝ｚ−　ｚ−’＋Ｋ，・　Ｚ−’−Ｋ２・
　ｚ−Ｐ−１・・・・・・・・・・・・（２） Ｃ（ｚ−１）＝ｚ−　１−Ｋ３−　　ｚ−’　−　ｚ−
Ｐ＋Ｋ．−　　ｚ−’−’・・・・・・・・・・・・（
３） ここに、２″′はｌサンプリング時間分の遅延、ｚ−Ｐ
はＰサンプリング時間分の遅延、ｚ−Ｐ−１は（Ｐ＋１
）サンプリング時間分の遅延を意味している。さらに、
すでに説明したように、Ｋ，，Ｋ２，Ｋ，，Ｋ．はＯ　
＜　Ｋｌ＋　Ｋｇ，　Ｋ：Ｉ，　Ｋ４　＜　１の定数、
Ｂは定数である。

上記の再帰型フィルタの利得一周波数特性の例を第４図
に示す。第４図において、例ｌはＫ＋　＝Ｋｔ　＝０．
５０　（Ｋ１Ｋ−の約５乗）Ｋ，　＝Ｋ．　＝０．８７ Ｂ＝０．７８ であり、例２は Ｋ　＋　＝　Ｋ　ｚ　＝０．８０　（　Ｋ　ｆｆ＋　Ｋ
　４の約５乗）Ｋｚ　＝Ｋ４　＝０．９６ Ｂ　＝０．９２ である。また、Ｐ＝５である。

第４図よりｗ０の整数倍の周波数において再帰型フィル
タの利得が零または非常に小さくなっていることがわか
る。これは、回転誤差値已に含まれるｗ０の変動戒分が
制御信号値Ｙに影響しないことを意味している。すでに
説明したように、回転センサ２の検出誤差はＷ。の整数
倍の周波数に生じる。従って、上記実施例に示した再帰
型フィルタによって、検出誤差の影響が制御信号値Ｙに
生じないようにできた。その結果、回転センサ２が大き
な検出誤差を生じても、モータ１の回転速度はその影響
を受けなくなる。

また、上記の再帰型フィルタは位相遅れが小さいために
、速度制御の帰還利得を大きくできるという利点がある
。これについて説明する。上記例１と例２の直流からｗ
０の間の周波数特性を第５図に示す。第５図（ａ）は利
得特性であり、第５図（ｂ）は位相遅れ特性である。速
度制御系の安定性を確保するためには、帰還路に挿入さ
れたフィルタの位相遅れを小さくする必要がある。上記
の再帰型フィルタによる位相遅れの許容値を−２０”と
すれば、位相遅れが−２０゜になる周波数は、例１では
０．６７ｗ．　、例２では０．９ｗｏである。一般に、
この周波数が大きいほど高い角周波数にまで速度制御の
効果が得られるように、帰還利得を大きくすることがで
きる。その結果、モータｌに大きな負荷変動（トルク変
動）が加わった場合でも、モータ１の回転速度を正確に
制御することができる。

本実施例のごとき再帰型フィルタでは、定数Ｋ１，Ｋ．
．Ｋ．，Ｋ．を適当に選定することによって、位相遅れ
の小さい良好なフィルタ特性を得ることができる。

さらに、本実施例に示したように、次のサンプリング時
点において再帰型フィルタ部ＩＢで利用する時系列信号
値の合成値Ｖ，　Ｗを、合成値作成部ＩＥであらかじめ
計算させておくならば、新しい回転誤差値Ｅを得てから
新しい制御信号値Ｙを得るまでの演算器５（マイクロプ
ロセッサ）の演算数が大幅に少なくなり、演算時間が大
幅に短くなる。すなわち、制御信号値Ｙを得るまでの遅
れ時間が短くなり、等価的な位相遅れが少なくなる。

その結果、制御系の帰還利得を大きくでき、モータｌの
回転速度を正確に制御できるという利点もある。

さらに、本実施例に示したように、再帰型フィルタ部Ｉ
Ｂにおいて、（ｐ＋１）サンプリング時間前までの時系
列信号値と回転誤差値Ｅから新しい現時点の時系列信号
値Ｆを算出し、さらに、現時点の時系列信号値Ｆと（Ｐ
＋１）サンプリング時間前までの時系列信号値を加算合
成して制御信号値Ｙを得るならば、１つの時系列信号を
保存するだけで良く、メモリ数が少なくなる利点もある
。

また、再帰型フィルタの定数ＫＩ＋　Ｋｚ．　Ｋｉ，Ｋ
４の値は上記の例に限定されるものではなく、各種の組
合せが可能である。しかしながら、上記の例に示される
ように、Ｋ　＋　，　Ｋ　ｚをＫ．，Ｋ４よりも小さく
するならば、比較的良好なフィルタ特性を得ることがで
きる。また、Ｋ＋　＝Ｋｔ，Ｋｔ　＝Ｋ４　とするなら
ば、合成値作成部ＩＥにおいて、乗算の回数を減らすこ
とができるので演算時間が短くなる。さら６こ、上記の
例に示されるように、Ｋｌ＝Ｋ　ｚ，　Ｋ　ｘ　＝　Ｋ
　４とし、かつ、Ｋ，，Ｋ，をＫ．，Ｋ．のＰ乗に等し
く、または略等しくすれば、演算時間が短く、利得特性
や位相特性が素直な好ましいフィルタとなる。

前述の実施例では、速度検出器によってモータの回転速
度のみを検出するようにしたが、これ以外にモータの回
転位相を周知の位相検出器によって検出し、速度検出信
号と位相検出信号を合威し、その合成信号を補｛Ｒ器の
入力信号としてもよく、本発明に含まれることは言うま
でもない。また、補償器の出力をディジタル信号やＰＷ
Ｍ信号（パルス幅変調信号）にしたり、駆動器の出力信
号をＰ　Ｗ　Ｍ信号にしてもよい。また、モータにブラ
シレス直流モータを用いても良い。さらに、補償器をＰ
ＬＡ（プログラマブル・ロジック・アレイ）等のような
完全なハードウェアによって構成し、前述のプログラム
による動作と同じ動作をおこなわせるようにしてもよい
。その他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能
である。

発明の効果 本発明のモータの速度制御装置は、回転センサの検出誤
差の影響を大幅に低減しながらも帰還利得を大きくでき
、良好な速度制御性能を得ることができる。従って、本
発明に基いてビデオテープレコーダのシリンダモータ用
の速度制御装置を構成するならば、ジッタの少ない高性
能のビデオテーブレコーダを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の速度制御装置に用いる、第２図に示す
補償器の内蔵プログラムのフローチャート図、第２図は
本発明の一実施例における速度制御装置の全体の構或図
、第３図は第２図の速度検出器の具体的な構戒図、第４
図および第５図（ａ），（ｂ）は再帰型のフィルタの周
波数特性図、第６図は従来の速度制御装置の構或図、第
７図は回転センサの構造図である。 ＩＡ・・・・・・誤差算出部、ＩＢ・・・・−・再帰型
フィルタ部、ＩＣ・−・・・・制御信号出力部、ｌＤ・
・・・・・時系列信号保存部、１Ｅ・・・・・・合成値
作成部、１・・・・・・モータ、２・・・・・・回転セ
ンサ、３・・・・・・速度検出器、４・・・・・・補償
器、５・・・・・・演算器、６・・・・・・メモリ、７
・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、８・・・・・・駆動器、Ｉ
Ｏ・・・・・・負荷。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
   の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
   誤差値を得る誤差算出手段と、少なくとも（Ｐ＋１）サ
   ンプリング時間分の時系列信号値を保存する保存手段と
   、前記保存手段に保存されている１サンプリング時間前
   の時系列信号値とＰサンプリング時間前の時系列信号値
   のＫ＿１倍（ここに、０＜Ｋ＿１＜１）した値と（Ｐ＋
   １）サンプリング時間前の時系列信号値の−Ｋ＿２倍（
   ここに、０＜Ｋ＿２＜１）した値と前記誤差値を加算合
   成することにより新しい時系列信号値を得る時系列信号
   値作成手段と、前記１サンプリング時間前の時系列信号
   値の−Ｋ＿３倍（ここに、０＜Ｋ＿３＜１）した値と前
   記Ｐサンプリング時間前の時系列信号値を−１倍した値
   と前記（Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値の
   Ｋ＿４倍（ここに、０＜Ｋ＿４＜１）した値と前記新し
   い時系列信号値を加算合成することにより前記制御信号
   を作り出す制御信号作成手段とを有することを特徴とす
   る速度制御装置。
2. （２）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段を具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段の
   新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい誤
   差値を得る誤差算出手段と、少なくとも（Ｐ＋１）サン
   プリング時間分の時系列信号値を保存する保存手段と、
   前記保存手段に保存されている１サンプリング時間前の
   時系列信号値とＰサンプリング時間前の時系列信号値の
   Ｋ＿１倍（ここに、０＜Ｋ＿１＜１）した値と（Ｐ＋１
   ）サンプリング時間前の時系列信号値の−に、倍（ここ
   に、０＜Ｋ＿２＜１）した値を加算合成することにより
   第一合成値を得、前記１サンプリング時間前の時系列信
   号値の−Ｋ＿３倍（ここに、０＜Ｋ＿３＜１）した値と
   前記Ｐサンプリング時間前の時系列信号値の−１倍した
   値と前記（Ｐ＋１）サンプリング時間前の時系列信号値
   のＫ＿４倍（ここに、０＜Ｋ＿４＜１）した値を加算合
   成することにより第二合成値を得る合成値作成手段と、
   前記第一合成値と前記誤差値を加算合成することにより
   新しい時系列信号値を得る時系列信号値作成手段と、前
   記第二合成値と前記新しい時系列信号値を加算合成する
   ことにより前記制御信号を作り出す制御信号作成手段を
   有し、前記合成値作成手段はあらかじめ次のサンプリン
   グ時点において利用する前記第一合成値と前記第二合成
   値を準備し、前記誤差検出手段により新しい誤差値が得
   られた直後に前記時系列信号値作成手段と前記制御信号
   作成手段を順次実行するようにしたことを特徴とする速
   度制御装置。
3. （３）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
   の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
   誤差値を得る誤差算出手段と、少なくとも（Ｐ＋１）サ
   ンプリング時間分の時系列信号値を保存し、前記誤差値
   を入力とする再帰型ディジタルフィルタの出力により前
   記制御信号を得るフィルタ手段を有し、前記フィルタ手
   段の伝達関数をＣ（ｚ＾−＾１） Ｆｃ（ｚ＾−＾１＝Ｂ・ １−Ａ（ｚ＾−＾１） Ａ（ｚ＾−＾１）＝ｚ＾−＾１＋Ｋ＿１・ｚ＾−＾Ｐ−
   Ｋ＿２・ｚ＾−＾Ｐ＾−＾１Ｃ（ｚ＾−＾１）＝１−Ｋ
   ＿３・ｚ＾−＾１−ｚ＾−＾Ｐ＋Ｋ＿４・ｚ＾−＾Ｐ＾
   −＾１ここに、ｚ＾−＾１は１サンプリング時間分の遅
   延、ｚ＾−＾ＰはＰサンプリング時間分の遅延、ｚ＾−
   ＾Ｐ＾−＾１は（Ｐ＋１）サンプリング時間分の遅延、
   Ｋ＿１、Ｋ＿２、Ｋ＿３、Ｋ＿４は０＜Ｋ＿１、Ｋ＿２
   、Ｋ＿３、Ｋ＿４＜１の定数、Ｂは定数、 としたことを特徴とする速度制御装置。
4. （４）Ｋ＿１とＫ＿２をＫ＿３とＫ＿４よりも小さくし
   た請求項（１）、請求項（２）または請求項（３）のい
   ずれかに記載の速度制御装置。
5. （５）Ｋ＿１とＫ＿２を等しくまたは略等しくし、かつ
   、Ｋ＿３とＫ＿４を等しくまたは略等しくした請求項（
   １）、請求項（２）、請求項（３）または請求項（４）
   のいずれかに記載の速度制御装置。
6. （６）Ｋ＿３をＫ＿１のＰ乗に等しくまたは略等しくし
   、かつ、Ｋ＿４をＫ＿２のＰ乗に等しくまたは略等しく
   した請求項（４）、または請求項（５）に記載の速度制
   御装置。