JPH033668A - 電圧形インバータ装置の初期充電回路 - Google Patents
電圧形インバータ装置の初期充電回路Info
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- JPH033668A JPH033668A JP1135605A JP13560589A JPH033668A JP H033668 A JPH033668 A JP H033668A JP 1135605 A JP1135605 A JP 1135605A JP 13560589 A JP13560589 A JP 13560589A JP H033668 A JPH033668 A JP H033668A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 38
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 23
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 210000004899 c-terminal region Anatomy 0.000 description 1
- 230000008034 disappearance Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は自励式制御電源を有する電圧形インバータ装置
の初期充電回路に関する。
の初期充電回路に関する。
従来のこの種の初期充電回路としては、前記主回路入力
コンデンサの初期充電に関して例えば特開昭６０−８２
０９５号で開示されるもの或いは特願昭６３−２０２１
７０号によるものが知られており、第３図は電圧形イン
バータ装置のかかる初期充電回路の回路図の例示であり
、第４図は第３図回路各部の動作波形図である。
コンデンサの初期充電に関して例えば特開昭６０−８２
０９５号で開示されるもの或いは特願昭６３−２０２１
７０号によるものが知られており、第３図は電圧形イン
バータ装置のかかる初期充電回路の回路図の例示であり
、第４図は第３図回路各部の動作波形図である。
第３図において、ｌは端子電圧Ｅの直流電源、２はしゃ
断器、４はトランジスタＴ Ｉ”’ Ｔ ＆とダイオー
ドＤ、〜Ｄ６とから成りその入力コンデンサＣ３の端子
電圧Ｖａｔを入力電圧とする電圧形トランジスタインバ
ータ、５は電動機、７は前記端子電圧ＶｄＫをその入力
電圧とし入力コンデンサＣｔとスイッチングトランジス
タＴ７とトランスＴ。
断器、４はトランジスタＴ Ｉ”’ Ｔ ＆とダイオー
ドＤ、〜Ｄ６とから成りその入力コンデンサＣ３の端子
電圧Ｖａｔを入力電圧とする電圧形トランジスタインバ
ータ、５は電動機、７は前記端子電圧ＶｄＫをその入力
電圧とし入力コンデンサＣｔとスイッチングトランジス
タＴ７とトランスＴ。
とダイオードＤ、とり、と出力コンデンサＣ１とから成
りＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ回路を形成する制御電源回
路、８は制御回路、９は電磁接触器、Ｒ１□はコンデン
サ突入電流抑制用の抵抗素子である。なお前記の電磁接
触器９と抵抗素子Ｒ，□とをそれぞれ半導体スイッチと
非線形抵抗素子となすこともある。
りＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ回路を形成する制御電源回
路、８は制御回路、９は電磁接触器、Ｒ１□はコンデン
サ突入電流抑制用の抵抗素子である。なお前記の電磁接
触器９と抵抗素子Ｒ，□とをそれぞれ半導体スイッチと
非線形抵抗素子となすこともある。
上記の如き回路構成の電圧形インバータ装置の回路充電
は、先ずしゃ断器２を閉路し抵抗Ｒ１２を経由して充電
電流１．□を通電させてコンデンサＣ１と０２とを同時
に充電し、次に該両コンデンサの端子電圧ＶａＮが前記
直流電源印加時に等しくなるか又は規定値以上に昇圧し
た時点以降或いは前記しゃ断器２の閉路より規定時間経
過後に電磁接触器９を閉路して定常運転状態となすもの
である。
は、先ずしゃ断器２を閉路し抵抗Ｒ１２を経由して充電
電流１．□を通電させてコンデンサＣ１と０２とを同時
に充電し、次に該両コンデンサの端子電圧ＶａＮが前記
直流電源印加時に等しくなるか又は規定値以上に昇圧し
た時点以降或いは前記しゃ断器２の閉路より規定時間経
過後に電磁接触器９を閉路して定常運転状態となすもの
である。
第４図は上記各動作における第３図回路各部の動作波形
図であり、前記しゃ断器２の出力側端子電圧■４Ｉは常
に前記電圧Ｅと等しくなる。図示の場合は、制御電源回
路７がその定格入力電圧の約６３％入力電圧レベルにて
正常動作可能であるものとし、更に前記コンデンサＣ４
の端子電圧ｖｄｔが前記電圧Ｅに等しくなり前記両コン
デンサＣ８とＣ２との充電が完了した時点以降に前記電
磁接触器９を閉路した場合を示す。
図であり、前記しゃ断器２の出力側端子電圧■４Ｉは常
に前記電圧Ｅと等しくなる。図示の場合は、制御電源回
路７がその定格入力電圧の約６３％入力電圧レベルにて
正常動作可能であるものとし、更に前記コンデンサＣ４
の端子電圧ｖｄｔが前記電圧Ｅに等しくなり前記両コン
デンサＣ８とＣ２との充電が完了した時点以降に前記電
磁接触器９を閉路した場合を示す。
なおＶｄｚ！＝ＩＯ，６３Ｅとなる図示の時間Ｔ１□は
前記電圧Ｅにより前記抵抗Ｒ１ｆｆ１を経て前記両コン
デンサＣ３とＣ２とを充電する場合の充電時定数であり
Ｔ＋ｚ＝Ｒ＋ｚ（Ｃ＋＋Ｃｚ）の如く与えられるもので
ある。
前記電圧Ｅにより前記抵抗Ｒ１ｆｆ１を経て前記両コン
デンサＣ３とＣ２とを充電する場合の充電時定数であり
Ｔ＋ｚ＝Ｒ＋ｚ（Ｃ＋＋Ｃｚ）の如く与えられるもので
ある。
しかしながら上記の如き従来方式による初期充電回路に
おいては、インバータ部入力端子と制御電源回路入力電
圧とは前記電圧■ｄ□を共有して等しく、その時間的立
上りは前記時定数Ｔ１□によって決定される。従って前
記制御電源回路を前記インバータ部よりも十分先行して
動作状態となすことは、前記制御電源回路の正常動作開
始用の入力電圧レベル如何にもよるが、一般に困難であ
る。
おいては、インバータ部入力端子と制御電源回路入力電
圧とは前記電圧■ｄ□を共有して等しく、その時間的立
上りは前記時定数Ｔ１□によって決定される。従って前
記制御電源回路を前記インバータ部よりも十分先行して
動作状態となすことは、前記制御電源回路の正常動作開
始用の入力電圧レベル如何にもよるが、一般に困難であ
る。
更にまた前記突入電流抑制用抵抗素子Ｒ，□の抵抗値低
減による前記時定数Ｔ１□の短縮は前記両コンデンサＣ
３と０２とに対する電源印加時突入電流の増大を招くた
め他の諸条件との付点が必要となる。
減による前記時定数Ｔ１□の短縮は前記両コンデンサＣ
３と０２とに対する電源印加時突入電流の増大を招くた
め他の諸条件との付点が必要となる。
上記に鑑み本発明は、電圧形インバータ装置の主回路入
力コンデンサの充電状態に無関係に早期に制御電源回路
を正常動作状態となすことができる前記インバータ装置
の初期充電回路の提供を目的とするものである。
力コンデンサの充電状態に無関係に早期に制御電源回路
を正常動作状態となすことができる前記インバータ装置
の初期充電回路の提供を目的とするものである。
上記目的を達成するために、本発明の電圧形インバータ
装置の初期充電回路は、電圧形インバータ装置における
主回路入力コンデンサと自励式制御電源回路それぞれに
対する初期充電回路であって、前記主回路入力コンデン
サを充電する抵抗素子と該抵抗素子を短絡する半導体ス
イッチ又は電磁接触器を有して前記主回路入力コンデン
サへの直流電源印加時の突入電流抑制制御を行う電圧形
インバータ装置において、前記主回路とその直流電源を
共用する前記制御電源回路を充電する抵抗素子と、該抵
抗素子を前記主回路の半導体スイッチ又は電磁接触器を
経由して短絡する半導体スイッチとを設け、該半導体ス
イッチを前記主回路の半導体スイッチ又は電磁接触器の
導通又は閉路後の適当な時期に導通させるものである。
装置の初期充電回路は、電圧形インバータ装置における
主回路入力コンデンサと自励式制御電源回路それぞれに
対する初期充電回路であって、前記主回路入力コンデン
サを充電する抵抗素子と該抵抗素子を短絡する半導体ス
イッチ又は電磁接触器を有して前記主回路入力コンデン
サへの直流電源印加時の突入電流抑制制御を行う電圧形
インバータ装置において、前記主回路とその直流電源を
共用する前記制御電源回路を充電する抵抗素子と、該抵
抗素子を前記主回路の半導体スイッチ又は電磁接触器を
経由して短絡する半導体スイッチとを設け、該半導体ス
イッチを前記主回路の半導体スイッチ又は電磁接触器の
導通又は閉路後の適当な時期に導通させるものである。
前記の如き従来方式において制御電源回路をインバータ
主回路に十分先行して正常動作状態になせぬ原因は、前
記両回路の入力コンデンサを互に並列接続となし共通の
入力抵抗を介して充電することにあった。
主回路に十分先行して正常動作状態になせぬ原因は、前
記両回路の入力コンデンサを互に並列接続となし共通の
入力抵抗を介して充電することにあった。
従って本発明においては、前記両回路の入力コンデンサ
をそれぞれ別個の入力抵抗を介して充電し、且つ前記イ
ンバータ主回路入力コンデンサの充電時定数に比して前
記制御電源回路入力コンデンサの充電時定数が十分小と
なるようにその入力抵抗の抵抗値を選定することにより
前記制御電源回路を前記インバータ主回路に十分先行し
て正常動作状態となし得るようにすると共に、前記両コ
ンデンサ充電完了後は前記再入力抵抗をそれぞれ電磁接
触器又は半導体スイッチにより短絡し該両人力抵抗それ
ぞれにおける電圧降下と発熱とを防止している。
をそれぞれ別個の入力抵抗を介して充電し、且つ前記イ
ンバータ主回路入力コンデンサの充電時定数に比して前
記制御電源回路入力コンデンサの充電時定数が十分小と
なるようにその入力抵抗の抵抗値を選定することにより
前記制御電源回路を前記インバータ主回路に十分先行し
て正常動作状態となし得るようにすると共に、前記両コ
ンデンサ充電完了後は前記再入力抵抗をそれぞれ電磁接
触器又は半導体スイッチにより短絡し該両人力抵抗それ
ぞれにおける電圧降下と発熱とを防止している。
以下この発明の実施例を図面により説明する。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図回路各部の動作波形図である。
図回路各部の動作波形図である。
なお第１図においては第３図に示す従来技術の実施例の
場合と同一機能の構成要素に対しては同一の表示符号を
附している。
場合と同一機能の構成要素に対しては同一の表示符号を
附している。
第１図は第３図の回路図において、制御電源回路７の入
力側正極よりコンデンサＣＩの正極に至る経路上に挿入
した半導体スイッチ６と、前記制御電源回路７の入力側
正極よりしゃ断器２の負荷側正極端子間に新設した経路
上に挿入した抵抗素子Ｒ２とを設けると共に、電磁接触
器９と抵抗素子ＲＩ２とをそれぞれ半導体スイッチ３と
抵抗素子Ｒ１１とにより置換したものである。なおその
並列抵抗素子の短絡機能に関し前記の電磁接触器９と半
導体スイッチ３とは同等であり、また前記抵抗素子Ｒ１
１とＲＩｍとはその特性を線形成いは非線形の何れとし
ても所要のコンデンサ充電特性を得ることができる。
力側正極よりコンデンサＣＩの正極に至る経路上に挿入
した半導体スイッチ６と、前記制御電源回路７の入力側
正極よりしゃ断器２の負荷側正極端子間に新設した経路
上に挿入した抵抗素子Ｒ２とを設けると共に、電磁接触
器９と抵抗素子ＲＩ２とをそれぞれ半導体スイッチ３と
抵抗素子Ｒ１１とにより置換したものである。なおその
並列抵抗素子の短絡機能に関し前記の電磁接触器９と半
導体スイッチ３とは同等であり、また前記抵抗素子Ｒ１
１とＲＩｍとはその特性を線形成いは非線形の何れとし
ても所要のコンデンサ充電特性を得ることができる。
第１図に示す如く、コンデンサＣ１とＣ！とに関しそれ
ぞれ抵抗素子Ｒ１１とＲ２とを経由する時定数Ｔ、とＴ
ｔとの独立した充電経路が形成され、該両コンデンサＣ
１と０２との端子電圧Ｖｄ２とＶｄ３及び充電電流Ｉｌ
＋と■２とはそれぞれ前記時定数ＴｌｌとＴ２とに従っ
て時間的に変動する。因にインバータ部４不動作（停止
）にてしゃ断器２閉路（人）時における前記両持定数は Ｔｌ１＝ＲＩｌ・Ｃ，、Ｔ、＝Ｒ，・Ｃ２の如くなる。
ぞれ抵抗素子Ｒ１１とＲ２とを経由する時定数Ｔ、とＴ
ｔとの独立した充電経路が形成され、該両コンデンサＣ
１と０２との端子電圧Ｖｄ２とＶｄ３及び充電電流Ｉｌ
＋と■２とはそれぞれ前記時定数ＴｌｌとＴ２とに従っ
て時間的に変動する。因にインバータ部４不動作（停止
）にてしゃ断器２閉路（人）時における前記両持定数は Ｔｌ１＝ＲＩｌ・Ｃ，、Ｔ、＝Ｒ，・Ｃ２の如くなる。
また前記時定数ＴｌｌとＴ２とは、前記充電電流ＩＩＩ
と１２それぞれのｔ＝Ｑにおける値として得られる最大
値Ｅ ／ Ｒ＋ ＋とＥ／Ｒ，とを併置の上、前記の時
定数Ｔ２が時定数Ｔｌ＋に比して十分小となるように選
定される。
と１２それぞれのｔ＝Ｑにおける値として得られる最大
値Ｅ ／ Ｒ＋ ＋とＥ／Ｒ，とを併置の上、前記の時
定数Ｔ２が時定数Ｔｌ＋に比して十分小となるように選
定される。
今、しゃ断器２が閉路（入）されるとコンデンサＣ６と
０２との同時充電が行われ、コンデンサＣ９の充電が完
了してその端子電圧Ｖ。が前記電源電圧已に等しくなる
か或いはまた規定値以上になった時点にて半導体スイッ
チ３を導通させて抵抗素子Ｒ１１を短絡し、更に適当な
時間後に半導体スイッチ６を導通させて抵抗素子Ｒ２を
前記半導体スイッチ３を経由して短絡し、以後インバー
タ部４と制御電源回路７とに対する定常的な給電が開始
される。
０２との同時充電が行われ、コンデンサＣ９の充電が完
了してその端子電圧Ｖ。が前記電源電圧已に等しくなる
か或いはまた規定値以上になった時点にて半導体スイッ
チ３を導通させて抵抗素子Ｒ１１を短絡し、更に適当な
時間後に半導体スイッチ６を導通させて抵抗素子Ｒ２を
前記半導体スイッチ３を経由して短絡し、以後インバー
タ部４と制御電源回路７とに対する定常的な給電が開始
される。
第２図は上記各動作に対応する動作波形図であり、半導
体スイッチ３は前記電圧■４□が前記電源電圧Ｅと等し
くなった時点すなわちコンデンサーの充電完了時点以降
の時刻１．で導通され、更に半導体スイッチ６は前記時
刻む、より適当な時間後の時刻ｔ２で導通され、該時刻
ｔ２以降を以ってインバータ部４の起動可能状態とし、
且つ制御電源回路７はその入力電圧ＶａＳがその定格入
力電圧である前記電源電圧Ｅの約６３％に達した時刻Ｔ
２以降正常動作に入り得るものとした場合を示すもので
ある。なお前記電圧Ｖ。の時刻ｔ２における電圧変動Δ
■の発生は前記抵抗素子Ｒ２における電圧降下の消滅に
伴うものであり、従って前記制御電源回路７の入力回路
時定数Ｔ２は正確には該電源回路のコンデンサＣｔから
見た負荷側インピーダンスにより修正される必要があり
、Ｔ ｚ ” Ｒｔ・Ｃ２は近似値となる。
体スイッチ３は前記電圧■４□が前記電源電圧Ｅと等し
くなった時点すなわちコンデンサーの充電完了時点以降
の時刻１．で導通され、更に半導体スイッチ６は前記時
刻む、より適当な時間後の時刻ｔ２で導通され、該時刻
ｔ２以降を以ってインバータ部４の起動可能状態とし、
且つ制御電源回路７はその入力電圧ＶａＳがその定格入
力電圧である前記電源電圧Ｅの約６３％に達した時刻Ｔ
２以降正常動作に入り得るものとした場合を示すもので
ある。なお前記電圧Ｖ。の時刻ｔ２における電圧変動Δ
■の発生は前記抵抗素子Ｒ２における電圧降下の消滅に
伴うものであり、従って前記制御電源回路７の入力回路
時定数Ｔ２は正確には該電源回路のコンデンサＣｔから
見た負荷側インピーダンスにより修正される必要があり
、Ｔ ｚ ” Ｒｔ・Ｃ２は近似値となる。
本発明によれば、電圧形インバータ装置におけるインバ
ータ主回路入力コンデンサと自励式制御電源回路の入力
コンデンサとに対する直流電源による初期充電に関し、
それぞれ独自に適当な抵抗を経由する充電経路を設ける
ことにより、制御電源独自の早期立上りが可能となり、
更にまた前記制御電源回路充電経路の抵抗バイパススイ
ッチの設置により該制御電源回路入力を前記主回路入力
コンデンサから供給可能となり前記充電経路抵抗による
電圧降下を避けることができる。
ータ主回路入力コンデンサと自励式制御電源回路の入力
コンデンサとに対する直流電源による初期充電に関し、
それぞれ独自に適当な抵抗を経由する充電経路を設ける
ことにより、制御電源独自の早期立上りが可能となり、
更にまた前記制御電源回路充電経路の抵抗バイパススイ
ッチの設置により該制御電源回路入力を前記主回路入力
コンデンサから供給可能となり前記充電経路抵抗による
電圧降下を避けることができる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図回路各部の動作波形図、第３図は従来技術の実施例を
示す回路図、第４図は第３図回路各部の動作波形図であ
る。 １・・・直流電源、２・・・しゃ断器、３・・・半導体
スイッチ、４・・・インバータ部、５・・・電動機、６
・・・半導体スイッチ、７・・・制御電源回路、８・・
・制御回路、Ｃ８〜Ｃ１・・・コンデンサ、Ｄ Ｉ””
’ Ｄ ｔ・・・ダイオード、Ｒｚ、Ｒｚｚ、Ｒｚ ・
・・抵抗、Ｔ、・ ）−ランス、Ｔ、〜Ｔ７・・・トラ
ンジスタ。 第 図
図回路各部の動作波形図、第３図は従来技術の実施例を
示す回路図、第４図は第３図回路各部の動作波形図であ
る。 １・・・直流電源、２・・・しゃ断器、３・・・半導体
スイッチ、４・・・インバータ部、５・・・電動機、６
・・・半導体スイッチ、７・・・制御電源回路、８・・
・制御回路、Ｃ８〜Ｃ１・・・コンデンサ、Ｄ Ｉ””
’ Ｄ ｔ・・・ダイオード、Ｒｚ、Ｒｚｚ、Ｒｚ ・
・・抵抗、Ｔ、・ ）−ランス、Ｔ、〜Ｔ７・・・トラ
ンジスタ。 第 図
Claims (1)
- １）電圧形インバータ装置における主回路入力コンデン
サと自励式制御電源回路それぞれに対する初期充電回路
であって、前記主回路入力コンデンサを充電する抵抗素
子と該抵抗素子を短絡する半導体スイッチ又は電磁接触
器を有して前記主回路入力コンデンサへの直流電源印加
時の突入電流抑制制御を行う電圧形インバータ装置にお
いて、前記主回路とその直流電源を共用する前記制御電
源回路を充電する抵抗素子と、該抵抗素子を前記主回路
の半導体スイッチ又は電磁接触器を経由して短絡する半
導体スイッチとを設け、該半導体スイッチを前記主回路
の半導体スイッチ又は電磁接触器の導通又は閉路後の適
当な時期に導通させることを特徴とする電圧形インバー
タ装置の初期充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1135605A JPH0813190B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | 電圧形インバータ装置の初期充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1135605A JPH0813190B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | 電圧形インバータ装置の初期充電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH033668A true JPH033668A (ja) | 1991-01-09 |
| JPH0813190B2 JPH0813190B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=15155723
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1135605A Expired - Lifetime JPH0813190B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | 電圧形インバータ装置の初期充電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0813190B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1091478A2 (en) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Hitachi, Ltd. | Inverter device and motor driving device provided with rush preventing circuit |
-
1989
- 1989-05-29 JP JP1135605A patent/JPH0813190B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1091478A2 (en) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Hitachi, Ltd. | Inverter device and motor driving device provided with rush preventing circuit |
| US6400539B1 (en) * | 1999-10-06 | 2002-06-04 | Hitachi, Ltd. | Inverter device and motor driving device provided with inrush prevention circuit |
| EP1973223A2 (en) | 1999-10-06 | 2008-09-24 | Hitachi, Ltd. | Inverter device and motor drive with inrush limiting circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0813190B2 (ja) | 1996-02-07 |
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