JPH032819Y2

JPH032819Y2 -

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Publication number: JPH032819Y2
Application number: JP1990000066U
Authority: JP
Priority date: 1978-10-25
Filing date: 1990-01-04
Publication date: 1991-01-25
Also published as: EP0020537B1; EP0020537A1; DE2966272D1; JPS55500844A; WO1980000876A1; US4367654A; NL7810630A; JPH02107025U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は、測定経路の両端に配置される少なく
とも１対の電気音響交換器であつて同時に音響パ
ルスを送信しそして流体の速度に依存する第１時
刻および第２時刻に前記音響パルスを受信する電
気音響交換器と、クロツクパルス発生器と、送信
回路と、前記変換器のおのおのに対し別々に増幅
器および検波回路を有する受信回路と、前記音響
パルスの伝播時間の差を処理するのに用いられて
前記変換器のおのおのに対し送信時刻と受信時刻
を決定するための積分キヤパシタを含む積分回路
とを有する流体の流速測定装置に関するものであ
る。この種装置はDE2854321によつて知られてい
る。

流体流動技術において、管、ダクトまたはこれ
らに類するものの中の液体または気体の流速を測
定するための装置のいくつかの応用が一般に知ら
れており、これらはいずれも前記流体に対し適用
される速度で圧力または音波が流体内を伝播する
という物理的性質を用いている。固定された基準
位置に対する実効伝播速度は前記基準位置に対す
る流体の流速と前記流体内の音の伝播速度との和
である。

例えば、長さＬをもち流体内の測定経路ABを
考える時、ＡからＢに向かう方向の実効速度は
Ｌ／t_AB＝Ｃ＋Vcosであり、そしてＢからＡに向かう方向の実効速度はＬ／t_BA＝Ｃ−Vcosである。ここで、Ｖは流体の流速であり、は流体の流動方
向と測定経路ABとのなす角である。前記速度が
温度に依存するおよび塩濃度に依存して音速Ｃが
一定でない場合や、前記音速がいつもわかつてい
るわけではないので、次の方程式を使うことが望
ましい。

Vcos＝Ｌ／２・t_AB−t_AB／t_AB×t_BA 周知の技術に従い、測定経路の両端に備えられ
た電気音響交換器が短い音響パルスを同時に放射
する。このようにして、連続音波を用いた時に起
こる反射による妨害や測定経路以外の経路を通し
ての妨害を避けることができる。

測定経路の両端に配置された２つの変換器が送
信器としてそしてまた受信器として働く場合、同
じＬの値が両方の音波送信方向に適用される。音
速Ｃに対して小さな値の流速Ｖを測定する時、こ
のＬが等しいということは重要な利点である。送
信時刻および受信時刻が極めて正確に決定される
時、両方向走行の伝播時間および伝播時間の差を
決定することができ、そのさい音速Ｃが計算の中
に入つてくる。

流体の流速を測定する装置は米国特許4080574
の明細書により知られ、この米国特許では、ゼロ
クロスオーバー検出器が、受信信号の振幅が予め
定められた制限内にあるか否かを示すための積分
増幅との関連で受信時点を決定するのに使用され
る。

尚、上述した方程式 Vcos＝Ｌ／２・t_AB−t_BA／t_AB×t_BA を用いて流速を求める装置は特公昭51−9544号公
報に開示されている。また超音波流速測定装置の
構成として超音波の伝播時間、伝播時間差を積分
器によつてそれぞれ比例した電圧に変換するもの
は特公昭46−11783号公報に開示されている。し
かしながらこれらの装置にあつては、流体の流速
が小さいところで高い精度の測定と非常によい安
定度を得るという流速測定装置の要請については
改善の余地がある。

本発明の目的は前記機能を決定するための非常
に簡単な構造をもつた装置をうることであり、こ
の装置により、流体の流速が小さいところで高い
精度の測定と非常によい安定度がえられる。

前記形の装置において、ゲート回路に接続され
そして２つの枝に分岐されその各分枝に変換器の
それぞれ１つ又は各対と関連し且つ送信時刻の後
の休止状態において導電状態にあるスイツチング
装置を有する電圧分割器に積分キヤパシタが接続
されることと、２つの異なる電圧が休止状態にお
いて前記分割器の１つの分枝および他の分枝に供
給されそれによつてキヤパシタが電圧差の中央に
それ自身調節されることと、一方前記ゲート回路
によつて制御されて１つの又は各対の変換器と関
連したスイツチング装置が第１受信時刻の後に制
止されそしてその後他の１つの又は各対の変換器
と関連したスイツチング装置が第２受信時刻の後
に制止される本発明により、前記目的が達成され
る。

第１図に、速度Ｖで流れている流体内に配置さ
れそして流れの方向と角度をなす測定経路AB
の一般的配置の一例が示されている。この経路の
両端には電気音響交換器が備えられる。速度成分
に対し前記方程式が適用される。

前記において既に示したように、音響パルスの
送信の正確な時刻と２つの受信回路における受信
信号の正確な受信時刻をできるだけ正確に決定す
ることが非常に重要である。電気音響交換器によ
つて送信を行なう時、送信電力をできるだけ大き
くすることと、２つの変換器または結晶に対する
送信時刻と送信信号をできるだけ正確にかつでき
るだけ同じにすることがまず重要である。

第２図には、２つの電気音響交換器に関連した
送信回路と、前記変換器の１つと関連した増幅回
路および検波回路が示されている。該トランジス
タＴ２の負荷回路には、コイルＬ（各変換器につ
き１つ）が備えられる。端トランジスタＴ２のベ
ースは、RC回路（Ｃ１，Ｒ１）を通して、制御
トランジスタＴ１に接続される。大送信電力をう
るために、すなわち、高送信電圧をうるために、
急激に変わる電流が短時間の間コイルＬを流れる
べきである。

コイルＬを通しての電流制御は端トランジスタ
Ｔ２によつてえられる。端トランジスタＴ２のベ
ースは前記RC回路に接続される。クロツクパル
ス発生器（第５図をみよ）からのクロツクパルス
またはリセツトパルスを制御トランジスタＴ１が
供給することにより、このトランジスタＴ１がカ
ツトオフされ、それによつて、トランジスタＴ２
のベースの電圧がｅ電力をもつて増大しそして同
じトランジスタＴ２の負荷回路の電流がゆつくり
と増大し、一方、制御トランジスタＴ１がカツト
オフされる。コイルＬをこのように流れる電流は
素子Ｒ１，Ｃ１，Ｒ２およびリセツトパルスの幅
によつて決定される。RC回路のｅ電力に従つて
コイルＬを流れる電流のゆつくりとした増大は、
前記送信時刻の前に、妨害の原因となるかも知れ
ない小さなパルスの送信されるのを避けるのに役
立つ。コイルを流れる電流は最大値に限定されな
くて、端トランジスタＴ２の最大消費電力に依存
する。

クロツク電圧が正になる時、制御トランジスタ
Ｔ１は導電状態になり、それによつて、端トラン
ジスタＴ２のベースがアースに接続される。その
結果、このトランジスタＴ２の電流は、したがつ
てまたコイルＬを流れる電流は、急速にカツトオ
フされる。その結果、コイルの両端には高い誘導
起電力が発生し、この起電力が変換器tr１，tr２
に供給される。その時、変換器または結晶がその
固有共振周波数で発振し、そして流体中に送信パ
ルスを放射する。この制御法により、送信中の結
晶には同じ信号がＤ３とＤ４によつて供給され
る。受信のさいには、２つの逆向きに並列接続さ
れたダイオードＤ３，Ｄ４と、そしてダイオード
Ｄ１，Ｄ２により、結晶が互いに隔離される。こ
れらのダイオードの代りに、電気的に制御された
スイツチを用いることもできる。

第１変換器tr１および第２変換器tr２のそれぞ
れによる送信の後、音響パルスがある走行時間の
後それぞれ第２変換器tr２および第１変換器tr１
によつて受信される。これらの変換器で受信され
た信号は、整流子Ｔ３を通り、随時自己制御増幅
回路Ｔ４と検波回路Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８，Ｔ
９，Ｔ１０を有する２つの受信回路に供給され
る。変換器tr１およびtr２はそれぞれ、１つの受
信回路および他の受信回路に、繰返し周期毎に交
互に接続される。明確のために、線ＡとＢの間の
１つの受信回路（Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ
８，Ｔ９，Ｔ１０）だけが第２ｂ図に示されてい
る。他の受信回路は線A′とB′の間に設けられる。

増幅回路Ｔ４による増幅の後、受信された信号
は２つの差動増幅器Ｔ５，Ｔ８に供給される。こ
れらの差動増幅器はいずれも電圧比較器として動
作する。差動増幅器のプラス入力に雑音レベルに
対応するレベルが調節され、それによつて受信信
号がそれ以上でなければならない最低調節可能レ
ベルに対する閾値が決定される。異つた連続した
波から成る受信信号をマイナス入力に供給する
と、前記調節されたレベルが最初に越えられた
時、立上りを有する検波信号がレベル検波器の出
力のところに供給されるであろう。

検波回路は常に動作しており、したがつてまた
送信の間中動作している。送信時刻の後信号の受
信が期待されるほぼ時間間隔内に、レベル検波器
Ｔ５の出力信号がクロツクパルス発生器により供
給される時間窓によつて示された前記時間間隔内
にのみ伝送されるであろう。そのために、レベル
検波器Ｔ５の出力とアースの間にスイツチングト
ランジスタＴ６が挿入される。前記スイツチング
トランジスタはクロツクパルス発生器によつて供
給された前記時間窓（第６図をみよ。信号Ｔ）の
間のみ制止され、したがつてＴ５からの検波信号
がゲート回路Ｔ７に伝送される。２つのNot−
ORゲートを組合せたゲートから成るゲート回路
Ｔ７は次のように動作する。すなわち、リセツト
パルスＲ（第６図をみよ）をこのゲート組立体の
上のNot−ORゲートに供給することにより、出
力でえられるスイツチング信号の送信時刻に関連
した前端が発生する。この信号の後端はＴ５の検
波信号によつて決定される。

このようなゲート回路は、リセツトパルスの後
の検波の際、すなわち、送信の後の検波のさい、
ゼロからプラスへと１つの変化だけまたはその逆
だけが与えられるという重要な利点をもつてい
る。したがつて、このゲート回路の利点は、ある
第１端から出発する時、第２端をうるのに必要な
別のゲートを何等スイツチングすることなく、正
に進む端および負に進む端が同時に得られること
である。もし例えば正端から負端がえられるべき
であるならば、その時にはこの他のゲートが線路
の１つにつまり20ナノ秒の遅延時間を組込むべき
である。

第２差動増幅器Ｔ８のプラス入力がアースされ
る。このゼロ点検波器Ｔ８の出力は、抵抗器を通
して、Ｔ７と同じゲート回路Ｔ１０に供給され
る。Ｔ７で制御されるＴ９によつて、Ｔ８の出力
がアースされる。信号が受信されるとＴ９が制止
され、したがつて、Ｔ８はその検出信号をＴ１０
に伝送することができる。Ｔ１０からの制御信号
の端は、Ｔ５により調節されたレベルを最初に越
えた後に生ずる受信信号の第１ゼロ交差に時間内
に対応する。このように、制御信号Ｐ１とＰ２
（Ｔ１０からの）の前端の時間的位置は受信され
た信号の振幅とは無関係である。

このように、第１受信時刻および第２受信時刻
を示す制御信号は繰返し周期毎に交互に線路Ｂお
よびB′から引き出される。

第３ａ図に走行時間差積分回路が示されてい
る。この装置により、２つの伝播時間の差Δtが
電位差ΔVに変換される。この変換は、例えば0.1
ナノ秒の差の測定が十分に実行できるために、で
きるだけ正確でなければならない。

第３ｂ図には、積分回路の第１の原理的実施例
と、その後のサンプリング回路（Ｓ）および保持
回路（Ｈ）が示されている。第３ｃ図には積分回
路の第２の原理的実施例が示されている。

第３ａ図に、線路ＢとB′における検波信号が
それぞれ供給されるゲート組立体Ｔ１０，Ｔ１
０′がまた示されている。リセツトパルス（第６
図をみよ）が各ゲート組立体の上の各Not−OR
ゲートに供給されると、Ｔ１０，Ｔ１０′の出力
から受信された制御信号Ｐ１および２（第６図
をみよ）の開始時刻と関連した前端が生じる。２
つの前記制御信号の後端はそれぞれ第１検波信号
および第２検波信号によつて決定される。ゲート
組立体Ｔ１０，Ｔ１０′の後には積分回路の電圧
分割器が接続され、この電圧分割器の中点には積
分キヤパシタＣ３が接続される。

第３ｂ図に関し、休止状態において電圧分割器
の下分枝（Ｒ４，Ｄ６）に供給された電圧（信号
Ｐ２）に対して正電圧（電圧源と同程度の電圧信
号Ｐ１）が電圧分割器の上分枝（Ｒ３，Ｄ５）に
供給される（例えば、−VV＝ゼロボルトに対し
て＋VV）。休止状態において、キヤパシタＣ３
のＱ点における電圧はＰ１と２の中間に等し
い。信号を検波すると、Ｐ１および２の電圧は
次にＰ１と２の間の電圧が逆になるように変わ
るであろう。それによつて、最初のＰ１およびそ
の後の２において、またはその逆において、大
きさが変わることが可能である。

信号Ｐ１および２は独立に制御される。すな
わち、信号Ｐ１はその時刻に変換器tr１に接続さ
れた受信回路によつて制御され、そして信号Ｐ２
はその時刻に変換器tr２に接続された受信回路に
よつて制御される。前記受信回路は、既に記載さ
れたように、繰弁し周期毎に交替される。

送信された音波が同時に到達する時、すなわ
ち、流体の流速がゼロｍ／ｓである時、信号Ｐ１
およびＰ２は同時に電圧変化し、それによつて、
ダイオードＤ５およびＤ６が制止される。それに
より、キヤパシタＣ３の電圧は変わらないであろ
う。

送信された信号が同時には到達しない場合、２
つの受信回路によつて放出される検波信号は同時
には起こらないであろう。この場合、Ｐ１および
Ｐ２は同時には電圧変化しなく、例えば、Ｄ５が
最初に制止され、そしてダイオードＤ６は第１受
信時刻の後伝播時間の差に対応する時間間隔後の
時刻において制止される。伝播時間の差に対応し
たこの時間間隔内で、キヤパシタＣ３の電圧は正
方向または負方向に変化することができる。この
変化はまた流体の流速を表す。

点Ｑの電圧ができるだけ安定であることが重要
であり、そしてこの電圧が他の原因によつては変
わらないことが重要である。そのために、点Ｑは
大きなオーム性インピーダンスによつて接続され
るべきである。例えば、このことはキヤパシタＣ
３をバツフア増幅器Ｔ１２に接続することによつ
て与えられる。その時、このバツフア増幅器の後
に直流増幅器が接続される。キヤパシタＣ３の電
圧の変化速度は素子Ｒ３，Ｒ４，Ｃ３に依存する
と共に、電圧＋VVおよび−VVにも依存する。

第３ｃ図には別の実施例が示される。この場
合、電圧＋Ｖおよび−Ｖは電源によつて供給され
る。電圧値＋Ｖ，−Ｖはいずれも固定されたもの
か、或いは装置の他の部に依存している。この場
合、電圧分割器はダイオードを有していなくて直
列接続されたスイツチＧ１およびＧ２を有してお
り、これらのスイツチは休止状態において導電状
態にある。第３ｂ図の場合と同様に、キヤパシタ
Ｃ３は点Ｑにおいて、休止状態において、電圧差
の中央に調節された電圧をうるであろう。

検波回路で検波されると、ゲート回路からの制
御信号Ｐ１および２により、スイツチＧ１およ
びＧ２が開かれる。スイツチＧ１（またはＧ２）
が開くことをスイツチＧ２（またはＧ１）が開く
こととの間の伝播時間の差に対応した時間間隔内
において、点Ｑの電圧が変わることができる。こ
の電圧変化はまた流体の流速を表す。

スイツチＧ１およびＧ２として、電子スイツ
チ、例えば、第３図におけるＴ２１とＴ２２のよ
うな電界効果トランジスタを用いることができ
る。

点ＱからキヤパシタＣ３の電圧が、バツフア増
幅器Ｔ１２を通して、複サンプリングスイツチＴ
１３（第３ａ図）に供給される。

方程式 Vcos＝Ｌ／２・t_AB−t_AB／t_AB×t_BA から出発して、この式は近似的にVcos〓定数
Δt／t²とすることができ、この式によれば流体の流速Ｖは量Δtおよび量t²を決定することに測定する
ことができる。近似的に、t_AB・t_BAはt²に等しい
と考えることができ、したがつて、伝播時間の１
つを決定すれば、十分である。

したがつて、バツフア増幅器Ｔ１２から出発し
て、量ΔVだけを決定すれば十分であろう。それ
は、定数を別にすれば、この電圧変化は伝播時間
の差に比例するからである。けれども、受信回路
内およびゲート回路や積分回路内における時間や
電圧変化によつてもたらされるすべての均衡現象
を補償するために、前記整流子Ｔ３およびＴ１３
が用いられる。

整流子Ｔ３（第２ａ図をみよ）および整流子Ｔ
１３（第３図をみよ）は電子スイツチで構成され
る。整流子Ｔ３は変換接続を１つの増幅回路から
の他の増幅回路へと変更しそして逆に変更し、そ
して２分割器として配置された第５図に示された
J.K.フリツプフロツプＴ１９によつて制御され
る。この２分割器はベースクロツク回路Ｔ１８か
らのリセツト信号（第６図をみよ）を分割し、そ
れで信号Ｑおよびが整流子Ｔ３の制御端子に供
給される。

受信回路のおのおのが変換器tr１および変換器
tr２に交互に接続される場合、伝播時間差変換器
（Δt→ΔV）において、点Ｑの電圧がリセツト電
圧の上および下に交互になるという結果を生ずる
であろう。けれども、この交替電圧は処理するの
が比較的むずかしい。

複サンプリングスイイツチＴ１３により、この
交替電圧が再び２つの電圧に変換される。すなわ
ち、点Ｑにおける休止電圧に対して１つの正電圧
および１つの負電圧に変換される。キヤパシタＣ
３によつて供給されそしてサンプリングスイツチ
によつてサンプルされたこの電圧が次に保持回路
Ｔ１４，Ｔ１５に供給される時、そしてこれらの
電圧が次の差動増幅器Ｔ１６で互いに引算される
時、２度だけ休止電圧に対する電圧変化ΔVが差
動増幅器で消去されたままである。

複サンプリングスイツチＴ１３（第３ａ図をみ
よ）は第５図のクロツク回路内のゲート回路Ｔ２
０によつて供給されるパルス信号Ｓ２およびＳ３
によつて制御される。それにより、複サンプリン
グスイツチは次のように動作する。２分害器Ｔ１
９からのＱ信号（第６図をみよ）がゼロである
時、そして２つの検波信号が存在する時、すなわ
ち、両方の音響パルスが受信される時、スイツチ
Ｔ１３ａはＳ２信号によつて作動する。２分割器
Ｔ１９からのＱ信号が＋VVでありそして２つの
検波信号が存在する時、スイツチＴ１３ｄはＳ３
信号によつて作動する。２つのサンプリングスイ
ツチａおよびｄは短時間の間だけ閉じたままであ
り、それでサンプルされた電圧が次の保持回路に
供給される。

第４図には、量ｔを決定する伝播時間積分回路
が示されている。この伝播時間または走行時間の
決定は電圧積分回路によつて実行される。

したがつて、Not−ANDゲートを有するゲー
ト回路Ｔ３７に対し、Not−ANDゲートの１つ
にクロツクパルスによつてえられるリセツトパル
スが供給され、一方その他の入力にＰ２制御信号
が供給される。このＰ２制御信号は第2Not−
ANDゲートに同様に供給され、そしてその他の
入力にはＰ１制御信号が供給される。キヤパシタ
を通してこのゲートの出力のところにえられる出
力信号が第3Not−ANDゲートスイツチに供給さ
れ、そしてその出力からＳ１パルス信号（第６図
をみよ）がえられ、そしてこのパルス信号の前端
は第２検波信号と一致する、すなわち、伝播時間
の差に対応する時間間隔の終りと一致する。

Not−ANDゲートを有する第２ゲート回路Ｔ
３８を通して電圧−VVが積分回路Ｔ３９の入力
に供給され、この電圧を供給する時間間隔は送信
時刻から２つの検波信号の１つの受信時間にまで
わたつている。

この供給された電圧が一定である場合、積分回
路Ｔ３９の出力電圧は伝播時間ｔに比例する。

第５図にはクロツク回路が示されている。この
回路では、トリガ回路Ｔ１７から出発し、逆リセ
ツトパルスをうるためにゲート回路Ｔ１８のNot
−ANDゲートの１つを通してまた供給されるリ
セツトパルスがえられる。このNot−ANDゲー
トの出力から、遅延回路を通して、Ｔ１８の第
2Not−ANDゲートの両方の入力に信号が供給さ
れ、そしてこのゲートの出力から出力信号がキヤ
パシタを通してＴ１８の第3Not−ANDゲートの
両方の入力に供給される。この第3Not−ANDゲ
ートの出力から、検波回路Ｔ５の出力に備えられ
たスイツチング素子Ｔ６を制御するための時間窓
Ｔがえられる。

第1Not−ANDゲートの出力からえられるリセ
ツトパルスはJ.K.フリツプフロツプＴ１９の入力
に供給され、そしてこのフリツプフロツプの出力
から２つの相互に反対のＱ信号がえられる。フリ
ツプフロツプＴ１９の後には２つのゲート組立体
で構成されるゲート回路Ｔ２０が接続される。両
方のゲート組立体のNot−ORゲートの入力にＱ
信号が供給され、一方同様にＳ１信号が前記ゲー
ト組立体の１つの第2Not−ORゲートに供給され
る。このNot−ORゲートの出力にえられた信号
は、この組立体の関連したNot−ORゲートの入
力、およびＱ信号が供給されない第２ゲート組立
体のNot−ORゲートの入力に供給される。この
とき、Ｑ信号が供給されているNot−ORゲート
の２つの出力から、Ｓ２パルス信号およびＳ３パ
ルス信号がえられる。

異つた信号の相互の時間的関係が第６図に示さ
れている。この図において、送信時刻がSTで示
されている。

伝播時間積分回路（第４図）からえられる電圧
および伝播時間差回路（第３ａ図）からえられる
電圧がアナログ計算装置に供給される。測定経路
にわたつての流体の平均速度が供給された２つの
電圧値V₁（＝ΔV，Δtに対応する）とV₂（伝播時
間ｔに対応する）と、一方、方程式Ｖ＝定数・（V¹）／（V²²）を適用して、計算される。
この方程式における定数は、または尺度の単位の値
は、積分回路のＲ３，Ｒ４およびＣ３、第３ａ図
および第３ｂ図の増幅器、および第４図の異つた
増幅器の利得によつて調節することができる。

管またはダクトの中を流れる流体の流速を測定
する時、さらに重要な因子は管またはダクト内の
ある位置における測定経路にわたつて測定された
平均流速とその管またはダクトの断面積の全体に
わたつて真の平均流速との間の関係である。一般
に、ある測定経路にわたつて測定された平均流速
を断面積全体にわたつての真の平均流速に変換す
るのに、補正因子Ｋを適用することが必要であ
る。

よく知られているように、この補正因子、すな
わち、測定された流速と管の断面積にわたつての
真の流速の比は、流体の流速分布に依存する。第
７ａ図および第７ｂ図に示されているように、２
つの異つた場合が可能である。これらの図面にお
いて、管壁はBWで示されている。

１この流体は例えば歯磨ペーストのような非ニ
リートン流体（ビンガム流体）である。大部分
の非ニユートン流体に対して、プラグ流と呼ば
れる現象を観測することができる。この時の管
内の流速の分布は、第７ａ図に示されているよ
うに、直線となる。壁に近いところでだけ流速
が小さくなり、そして壁のところでの測度はゼ
ロとなるであろう。したがつて、管内の測定経
路にわたつて平均速度は管の断面積にわたつて
の平均流速にほぼ正確に等しい。このことは、
この場合には、Ｋ＝１であることを意味する。

２この流体はニユートン流体である。この場合
には、３つの可能性を考えることができる。

2a 管内の流速分布が放物線（第７ｂ図をみ
よ）で表されるラミナ流。ラミナ流に対し、
導出を省略して結果を示せば、方程式Ｋ＝１／〓−〓〓が適用される。管の軸に対する測定経路の相対的位置に対しｂ＝B.R.で
ある。ここで、Ｒは管の円形断面の半径であ
り、そしてＢは１より小さい因子である。

2c 乱流。第７ａ図をみよ。管内の速度分布は
事実上一様である。けれども、管の壁に近い
ところでのみラミナ流をもつ流体層がみられ
る。この層の厚さはレイノズル数に依存す
る。特に、Ｋ＝0.889＋0.0091 log Re＋
0.0001（log Re）²をうることができる。管の
軸に対して距離B.R.のところの測定経路ML
に対し（第７ｃ図をみよ）、結果のみを示せ
ば、方程式がえられる。ここで、１／ｎ＝0.250＋0.023
log Reである。

計算機を使つて、平均流速をＢとReの関
数として決定することができる。このさい、
Ｋは簡単に計算することができる。

2c 既知の速度分布をもたない流れ。この場合
の流れはラミナ流と乱流の間の遷移領域
（200＜Re＜4000）内にあるとしてよい。こ
の場合の補正因子Ｋは0.75〜0.93の間にあ
る。

流速分布は、例えば、管内の障害物、曲がり、
弁およびこれらに類するものにより、また乱され
ることがある。このような場合には、補正因子を
計算することはできない。けれども、この問題は
流れを安定化させることによつて避けることがで
きる。このために、管の長さを管の直径の少なく
とも20倍とすることが必要である。流速分布から
完全に無関係な測定を実施するためのさらに別の
方法により、流体の流速が管の断面内の異つた位
置におけるいくつかの測定経路にわたつて測定さ
れるであろう。この時、Ｖの異つた値が数値的に
積分されて、全平均速度がえられる。けれども、
このことはある数の測定経路を必要とし、そして
多くの電子回路を必要とする。

けれども別の方法によれば、ラミナ流に対する
補正因子が乱流に対する補正因子にほぼ等しいと
いう管内の測定経路を見出すことは可能である。
もし測定経路が管の軸から0.497Rと0.523Rの間
の距離にあるならば、補正因子Ｋは流速分布に最
も依存しないであろうということが既に計算され
ている。この時、この位置での補正因子Ｋは１に
等しいであろう。

けれども、本発明により、前記調整範囲0.497
〓ｂ〓0.523は正しくないことが実験的に明らか
となつた。このことは、電気音響交換器自身の大
きさが考慮されていなかつたことによる。けれど
も、この大きさが理論的モデルに含まれるなら
ば、計算は実験の結果に対応するように思われ
る。このことにより、流速分布に最も依存しない
Ｋ因子は管またはダクトの軸に対する測定経路の
位置が0.45R乃至0.49Rの間にある時であること
が明らかになつた。この位置は、本発明により、
管の直径と変換器の直径との間に比に依存する。

【図面の簡単な説明】

第１図は流動する流体内に備えられた測定経路
り１つの例の図、第２ａ図および第２ｂ図は前記
変換器の一方または他方とそれぞれ関連した増幅
器および検波回路を有する受信回路と、２つの変
換器と関連した送信回路の図、第３ａ図は２つの
受信回路に接続されたゲート回路と、サンプリン
グ回路および保持回路を有する走行時間の差のた
めのその後の積分回路の図、第３ｂ図は積分回路
の可能な実施例の図、第３ｃ図は積分回路の他の
可能な実施例の図、第４図は伝播時間積分回路の
図、第５図はこの装置のクロツクパルス発生器の
図、第６図はこの装置の動作を明瞭にするための
多数の方形波の図、第７ａ図および第７ｂ図は管
内の流体の可能な流分布の例示図、第７ｃ図は管
の断面図であつて、管の軸からある距離のところ
に測定経路が配置されている図を示す。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 測定経路の両端に配置される少なくとも一対
の電気音響交換器であつて、そのうちの１つま
たは各対が同時に音響パルスを送信し、そして
流体の速度に依存する第１時刻および第２時刻
に前記音響パルスを受信する電気音響交換器
と、クロツクパルス発生器と、送信回路と、前
記交換器のおのおのに対し別々に増幅器および
検波回路を有する受信回路と、前記音響パルス
の伝播時間の差を処理するのに用いられ前記変
換器のおのおのに対し送信時刻と受信時刻が決
定されるための積分キヤパシタを有する積分回
路と、を有した流体の流速測定装置において、
クロツクパルスが供給されるゲート回路Ｔ１
０，Ｔ１０′に接続され、２分枝を有し、そし
て各分枝に前記送信時刻の後の休止状態におい
て導電状態にあり前記変換器のそれぞれの１つ
または各対に関連したスイツチング装置を有す
る電圧分割器に前記積分キヤパシタＣ３が接続
されることと、前記スイツチング装置には前記
音響パルスの伝播時間に対応したスイツチング
パルスが前記ゲート回路から供給されること
と、２つの異なる電圧が休止状態において前記
分割器の１つの分枝および他の分枝に供給さ
れ、それによつて前記キヤパシタが電圧差の中
央にそれ自身調節されることと、一方前記ゲー
ト回路Ｔ１０，Ｔ１０′によつて制御されて１
つのまたは各対の変換器と関連したスイツチン
グ装置が第１受信時刻の後制止され、その後の
１つのまたは各対の変換器と関連したスイツチ
ング装置が第２受信時刻の後制止されること、
とを特徴とする流体の流速測定装置。 (2) 実用新案登録請求の範囲第１項において、前
記クロツクパルス発生器が送信時刻と関連した
クロツクパルスを供給し、前記ゲート回路Ｔ１
０，Ｔ１０′か２つのゲート組立体で構成され、
前記ゲート組立体のおのおのに前記クロツクパ
ルスが供給され、前記電圧分割器の１つの分枝
に接続された出力端子を有する１つのゲート組
立体に１つの検波回路によつて供給された検波
信号が供給され、前記電圧分割器の他の分枝に
接続された出力端子をもつ他のゲート組立体に
他の検波回路によつて供給された検波信号が供
給され、各ゲート組立体がその出力において関
連した音響パルスの伝播時間に対応したスイツ
チングパルスを供給し、前記キヤパシタが伝播
時間の差に対応した電圧変化に支配されている
（第３ａ図）ことを特徴とする装置。 (3) 実用新案登録請求の範囲第２項において、前
記電圧分割器がその端子において前記２つのゲ
ート組立体の出力の間に挿入されることと、前
記スイツチング装置がダイオードＤ５，Ｄ６；
第３ｂ図）であることとを特徴とする装置。 (4) 実用新案登録請求の範囲第２項において、前
記電圧分割器がその端子において２つの異なつ
た直流電圧の間に挿入されることと、前記スイ
ツチング装置Ｇ１，Ｄ２がおのおのその制御端
子を通して関連したゲート組立体の出力に接続
される（第３ｃ図）こととを特徴とする装置。 (5) 実用新案登録請求の範囲第１項乃至第４項の
いずれかに記載の流速測定装置において、前記
受信回路のおのおのにおいて検波回路が雑音レ
ベルに調節されたレベル検波器Ｔ５とゼロレベ
ルに調節されたゼロ点検波器Ｔ８との直列接続
されたものを有することと、両方の前記検波器
Ｔ５，Ｔ８に受信信号が供給されることと、雑
音レベルを越えた時前記レベル検波器Ｔ５によ
つて供給された検波信号の上に前記ゼロ点検波
器Ｔ８が検波信号を供給することができるよう
に両方の前記検波器が相互接続されることとを
特徴とする装置。 (6) 実用新案登録請求の範囲第５項において、２
つの前記検波器のおのおのが差動増幅器Ｄ５，
Ｄ８で構成されることと、前記差動増幅器のプ
ラス入力がそれぞれ雑音レベルおよびゼロレベ
ルに接続され一方前記差動増幅器のマイナス入
力には受信信号が供給されそれによつて前記ゲ
ート回路Ｔ１０，Ｔ１０′に接続されることを
別にすれば前記ゼロ点検波器Ｔ８の出力は前記
レベル検波器Ｔ５からの検波信号を受信するこ
とのみ制止されるスイツチング装置Ｔ９を通し
てマスに接続されることを特徴とする装置。 (7) 実用新案登録請求の範囲第６項において、前
記レベル検知器Ｔ５の出力と前記スイツチング
装置Ｔ９の間に２つのNot−ORゲートのゲー
ト組立体Ｔ７が挿入され、ここで前記クロツク
パルス発生器からのクロツクパルスＲが第
1Not−ORゲートの入力に供給され、前記レベ
ル検知器Ｔ５からの検知信号が第2Not−ORゲ
ートの入力に供給され、ここで前記第1Not−
ORゲートの他の入力が前記第2Not−ORゲー
トの出力に接続されおよび前記第2Not−ORゲ
ートの他の入力が前記第1Not−ORゲートの出
力に接続されることを特徴とする装置。 (8) 実用新案登録請求の範囲第５項、第６項およ
び第７項のいずれかに記載の流速測定装置にお
いて、前記レベル検波器Ｔ５の出力がスイツチ
ング装置Ｔ６を通してマスに接続され、前記ス
イツチング装置Ｔ６が受信信号の期待される範
囲内の前記クロツクパルス発生器によつてえら
れる時間窓Ｔの間を除いて導電状態に制御され
ることを特徴とする装置。 (9) 実用新案登録請求の範囲第１項〜第８項のい
ずれかに記載の流速測定装置において、前記送
信回路内の両方の変換器が同じクロツクパルス
によつて制御され、前記送信回路が負荷回路内
に備えられた２つのコイルを有し、前記各コイ
ルの両端に変換器が接続されている少なくとも
１つのトランジスタを有し、変換器tr１，tr２
が１対の逆向きに並列接続されたダイオードＤ
３，Ｄ４により相互に接続されることと、前記
トランジスタＴ２がそのベース回路において
RC回路を通して制御トランジスタＴ１に接続
され、前記制御トランジスタＴ１が前記クロツ
クパルスの間カツトオフされそして前記クロツ
クパルスが終ると開きそれで前記トランジスタ
Ｔ２で電流が急速に遮断されそれによつて大き
な誘導電圧が前記各コイルＬ内に生ずることを
特徴とする装置。 (10) 実用新案登録請求の範囲第１項〜第９項のい
ずれかに記載の流速測定装置において、前記積
分キヤパシタがバツフアを通して伝播時間差積
分回路にさらに接続され、前記変換器tr１，tr
２の両方の出力と両方の前記受信回路との間に
整流子Ｔ３とバツフアＴ１２の出力に接続され
た複サンプリング整流子Ｔ１３が備えられ、こ
れらが繰返し周期毎に前記変換器のおのおのが
それぞれ第１受信回路および第２受信回路に交
互に接続されるように制御されることと、２つ
の繰返し周期の１つにおいて交互に第２検波信
号が終わるとバツフアＴ１２の出力電圧がそれ
ぞれ第１サンプリングスイツチまたは第２サン
プリングスイツチにより正電圧変化に対して保
持回路Ｔ１５にそして負電圧変化に対して保持
回路Ｔ１４にそれぞれ供給され両方の前記保持
回路の出力が差動増幅器Ｔ１６に接続されるこ
ととを特徴とする装置。 (11) 実用新案登録請求の範囲第１項〜第10項の
いずれかに記載の流速測定装置において、一般
に円形断面（半径Ｒ）をもつ管またはダクト内
の流体の流速を測定するために用いられ、複数
個の位置に用意された測定経路が前記管または
ダクトの軸に対して0.45R乃至0.49Rの距離に
わたる位置に配置されることを特徴とする装
置。