JPH03281716A - 炉内のスラグレベル計測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ＦＭ業、１の利用分野〕 本発明は、転炉、溶融還元炉等における炉内スラグレベ
ルのむ測を行うための、マイクロ波レーダ装置を用いた
炉内のスラグレベル計測装置に関するものである。

［従来の技術］ 例えば転炉の精錬中（：、スラグの組成及び粘性、なら
びにスラグ中の酸素量等の諸条件により、転炉内の溶鋼
表面に浮いているスラグがフォーミングする。このよう
なスラグの）４−ミンクが過度に進行すると、いわゆる
スロッピングが発生し、溶鋼成分、全出鋼歩留まり等に
悪影響を与える。

さらに、スロッピングが発生ずると作業効率の低下、排
ガスのカロリーの低下、赤煙発生等の作業環境の悪化及
び、装置の損傷等の問題が生じる。

一方、スラグのスロッピング防止の観点からは、スラグ
フォーミング抑制剤の投入、あるいは排ガス発生量低減
策とｊ７てのランス送酸量の絞り込みが考えられる。ス
ラグフォーミング剤の過剰な投入はコストの」１昇およ
び炉内温度の低下による熱効率の悪化をもたらし、一方
送酸量の低減は反応効率の低下による操業時間の長期化
すなわち生産性の悪化が問題となる。

したがって、スロッピングの発生を防止するためには、
単なるスロッピング予知ではなく転炉内のスラグのレベ
ルを定量的に的確に把握し、適正な転炉操業を行なう必
要がある。

このため、転炉内のスラグレベルを定量的に計測する技
術が考えられており、その従来技術と１〜では、粉塵、
火炎の存在する転炉内の計測環境条件下でも直進して伝
播するマイクロ波を利用１７たレーダ方式のレベル計が
主に試みられている。

従来の、マイクロ波レーダ方式によるスラグのレベル計
の−ＰＪろして特開昭６３−２１５８４号公報に開示さ
れた発明がある。この発明は、搬送周波数１０ＧＩＩｚ
程度のマイクロ波Ｆ　Ｍ　ＣＷ　（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｌｎｕｏｕｓ　Ｗａｖ
ｅ）方式の１７−ダのアンテナを転炉炉体の上方に固定
ｌ２、スラグの表面に向けてマイクロ波を送信し、この
信号がスラグの表面で反射して再びアンテナで受信され
るまでの往復の伝播時間における周波数偏差を計測し、
これを距離に換算してスラグレベルを測定するようにし
たものである。

しかしながら、炉内は狭い空間でランスや炉口等の電波
反射物が存在するため、炉内にマイクロ並を送信すると
マルチパス反射波を含む不要な反射波が発生するので、
この不要反射信号を除去してスラグの表面からの反射信
号のみを正確に計測することは困難である。

そこで、この発明の発明者らは、上記の問題を解決すべ
く研究の結果、さきに特願昭６１−２５０７８４号とし
て距離測定方法及びその装置なる発明を完成し、特許出
願した。

この発明の実施例においては、擬似ランダム信号の一種
であるＭ系列信号を利用したマイクロ波Ｍ系列レーダ方
式の距離測定方法及びその装置に関する技術を開示して
あり、パターンは同一で周波数のわずかに異なる２つの
Ｍ系列信号を使用し、数十Ｇ１１ｚのマイクロ波信号あ
るいはミリ波信号を搬送波とし、搬送波を第１のＭ系列
信号で位相変調した信号を送信信号とｌ〜で炉内に設置
されたアンテナから炉内スラグ面に対して送信し、受信
アンテナにより受信したスラグ面からの反射信号に対し
て、変調に使用１−たＭ系列信号と周波数がわずかに異
なる第２のＭ系列信号の乗算と、搬送波のコヒーレント
検波を行ないスラグ面からの微弱な反射信号を高感度に
検出し、この信号をローパスフィルタにより積分するこ
とにより検知信号としてパルス信号を得る。さらに、第
１及び第２のＭ系列信号を乗算【７、ローパスフィルタ
によす積分することにより時間基準としてパルス信号を
得て、この時間基準信号と検知１３号のパルス間の時間
間隔からアンテナとスラグ面との間の信号伝搬にかかる
送受信間の信号の時間遅れを計−ＰＪ　Ｌ　、アンテナ
からスラグ面までの距離を算出し、炉内のスラグ面の位
置を計測するようにしたものである。

なお、この発明はＭ系列信号のみに限定されるものでは
なく、その他の擬似ランダム信号を用いても全く同一の
動作を行うことができる。

［発明が解決しようとする課題］ 上記の擬似ランダム信号処理を利用したマイクロ波レー
ダ方式の炉内スラグレベル計においては、検知信号と時
間基準信号のパルスのピーク間の時間間隔からアンテナ
と炉内スラグレベル面との距離を求めており、好結果を
得ているが、以下のような問題がある。

即ち、溶融還元炉等においては炉内のスラグの変動が激
しいため、アンテナとスラグ面との距離の変化、スラグ
面の形状の変化、スラグの飛散等により、スラグ面から
反射され受信されるマイクロ波信号の信号強度が大きく
変化する。このため、反射信号強度が増加した場合には
レーダ装置内の増幅器において信号の飽和を生じ、信号
処理の結果書られる検知信号波形に歪を生じて正確に検
知（５号パルスのピークを検出できなくなり、計測誤差
を生じる。他方、反射信号強度が減少した場合には検知
信号出力も減少し、Ｓ／Ｎ比が悪化してノイズの影響に
より誤った信号ピークを計測する場合があり、＝１測誤
差を生じる。

本発明は、」１記の課題を解決し、炉内スラグレベルの
変動が激しい場合にも、正常に炉内レベル位置の計測が
可能な擬似ランダム信号処理を利用したマイクロ波レー
ダ方式の炉内のスラグレベル計測装置を得ることを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る炉内のスラグレベル計測装置は、（１）第
〕の擬似ランダム信号発生手段と、該第１の擬似ランダ
ム信号発生手段の出力信号と同一パターンで周波数のわ
ずかに異なる第２の擬似ランダム信号発生手段と、前記
第１の擬似ランダム信号発生手段の出力と前記第２の擬
似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行なう第１の
乗算器と、搬送波発生手段と、前記第１の擬似ランダム
信号発生手段の出力により前記搬送波発生手段の出力信
号を変調した信号を送信信号とし炉内に挿入された送信
アンテナからスラグ面に送信する送信手段と、前記スラ
グ面からの反射信号を炉内に挿入された受信アンテナに
より受信して受信信号を得る受信手段と、該受信手段の
出力と前記第２の擬似ランダム信号発生手段の出力との
乗算を行なう第２の乗算器と、該第２の乗算器より出力
される搬送波を検波して受信強度信号を出力する検波手
段と、該検波手段より出力される被検波信号の時系列パ
ターンと前記第１の乗算器より出力される乗算値の時系
列パターンとの時間差を測定してレベル：ｌ−１１１１
値を出力する手段とからなるマイクロ波レーダ装置を有
し、前記送信手段と送信アンテナどの間又は前記受信ア
ンテナと受信手段との間に挿入され、前記検波手段より
出力される受信強度信号にしたがって入力されるマイク
ロ波強度信号を変化させて出力する信号強度可変器を設
けたものである。

（２）また、前記（１）の発明において、前記信号強度
可変器に代えて、前記レベル計測値の平均演算を行なう
平均演算器を設けたものである。

（３）さらに、前記（１）の発明において、前記レベル
計測値の平均演算を行なう平均演算器を設けたものであ
る。

（４）さらにまた、前記（２）又は（３）の発明におけ
る平均演算器は、前記受信強度信号の値が設定値より低
い場合は、そのときのレベル計測値を無視して平均演算
処理を行なう機能を備えたものである。

［作用］ 本発明における炉内のスラグレベル計測装置においては
、次の如く作用する。第１の擬似ランダム信号及び該第
１の擬似ランダム信号と同・−パターンで周波数のわず
かに異なる第２の擬似ランダム信号とを、それぞれ第１
の擬似ランダム信号発生手段及び第２の擬似ランダム信
号発生手段により発生し、前記第１の擬似ランダム信号
により搬送波を位相変調したスペクトル拡散信号をスラ
グ面に向けて送信手段により送信し、前記スラグ面より
の反射波を受信手段により受信して得られる受信信号と
、前記第２の擬似ランダム信号との乗算を第２の乗算器
により行なう。この第２の乗算器の出力として得られる
乗算結果は、前記第１の擬似ランダム信号で位相変調さ
れた受信信号の被変調位相と、第２の擬似ランダム信号
の位相が一致している場合には位相の揃った搬送波とな
り、後段のコヒーレント検波手段により同期検波される
。この被検波出力はさらに一対のローパスフィルタ及び
２乗器並びに加算器より構成される検出信号発生手段を
介して、パルス状のスラグレベル検出信号として出力さ
れる。

しかし、第１及び第２の擬似ランダム信号は、同一パタ
ーンの符号であるが信号発生手段の周波数がわずかに異
っているため、両信号の位相が一致している（即ち両信
号の相関出力が最大となる）ときから、時間が経過する
につれて位相がずれ、１符号以上ずれると２つの擬似ラ
ンダム信号の相関がなくなる。この状態においては前記
受信信号と第２の擬似ランダム信号との乗算の結果得ら
れる搬送波の位相はランダムとなるため、後段のコヒー
レント検波手段による同期検波後通過するローパスフィ
ルタで周波数帯域が制限され、スラグレベル検出信号は
得られない。

さらに時間が経過して、第１及び第２の擬似ランダム信
号間の位相が、丁度一方の擬似ランダム信号の１周期分
だけずれると再び位相が一致する状態となり、両信号の
相関出力が最大となるため、再びコヒーレント検波手段
及び前記検出信号発生手段を介してパルス状のスラグレ
ベル検出信号が得られる。従ってこの現象が一定期間毎
に繰り返され、スラグレベル検出信号としては周期的な
パルス状信号が得られる。

一方、受信信号からスラグ面検出信号を得た時刻を計測
するため基準時刻を設定する必要かあり、この時刻基準
信号を次のようにして発生させる。

時刻基準信号は第１の擬似ランダム信号と第２の擬似ラ
ンダム信号を第１の乗算器により直接乗算し、その乗算
結果である時系列パターンをローパスフィルタを介して
とり出すことにより、前記スラグレベル検出信号と同一
周期のパルス状信号が得られる。

従って、この時刻基準信号の発生時刻から受信信号から
得られたスラグレベル検出信号の発生時刻までの時間が
、送受信アンテナとスラグ面との間を電磁波が往復する
伝播時間に比例するから、この２つの信号間の時間から
送受信アンテナとスラグ面間の距離が換算される。

本発明の作用は次の様に定式化される。

第１の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆｌ、第２
の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆ２とし、各々
の擬似ランダム信号のパターンは同一とする。ここでｔ
　　＞ｆ２とする。

送信される第１の擬似ランダム信号と、第２の擬似・ラ
ンダム信号との相関をとって得られる基準信号が最大値
となる周期をＴ８とすると、このＴｏ間に含まれる第１
の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号の波数の
差がちょうど１周期の波数Ｎになる。

即ち　Ｔ　　−ｆ　　−Ｔ　　奉ｆ　　＋ＮＩＢ２ 上式を整理するとＴＢは次の［１１式で与えられる。

Ｔ　　−Ｎ／（ｆ、−ｆ２）　　　　　　・・・［１］
即ち、２つのクロック周波数の差が小さいほど、基準信
号が最大値となる周期ＴＢは大きくなる。

次に、第１の擬似ランダム信号で位相変調された搬送波
が送信され、スラグレベルで反射し、再び受信されるま
での伝播時間をτとし、この受信信号を第２の擬似ラン
ダム信号で復調し、コヒーレント検波して得られるスラ
グレベル検出信号のパルス状信号が発生する時刻を、基
準信号のパルス状１．カ号発生時刻から計ＡＰＪ　した
時間差をＴＤとすると、ＴＤ間に発生する第２の擬似ラ
ンダム信号の波数は、１９間に発生する第１の擬似ラン
ダム信号の波数より、１時間に発生する第１の擬似ラン
ダム信号の波数たけ少ないので、次式が成立する。

ＴＤ　′ｆ　″Ｔｆ　　−τ’　ｆ１ ＤＩ 上式を整理するとＴ、は次の［２］式で与えられる。

Ｔ　−τ・ｆ　　／（ｆ　　−ｆ　　）　　　　・・・
［２］Ｄ　　　　　　１．　　　　１　　　２即ち、伝
播時間τは、ｆ　　／（ｆ　　−ｆ２）倍１ だけ時間的に拡大され、あるいは低速化されたＴ、とし
て計測される。この計７１１１時間の拡大されることに
より、本発明は短距Ｍ　８１１定に適したスラグレベル
計＋１１装置であるといえる。

ここで伝播時間τは、伝播速度をｖ１スラグ面までの距
離をＸとすると τ−２ｘ／ｖ であるから、［２］式により次の［３］式を得る。

［３］式により時間差ＴＤを計測することにより、距Ｍ
Ｘを計測することができる。

本発明における搬送波のコヒーレント検波手段は、送信
用搬送波発生手段の出力の一部を第１の分配器により取
り出し、これをハイブリット結合器により同相成分（ｉ
ｎ−ｐｈａｓｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）　　Ｉと直角成
分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）　Ｑ
とに変換し、前記第２の乗算器から出力される搬送波を
第２の分配器により信号Ｒ及びＲ２に分配し、前記信■ 号■と信号Ｒ１とを第３の乗算器により乗算した乗ｐ値
１−Ｒと、前記信号Ｑと信号Ｒ２とを第４の乗算器に乗
算した乗算値Ｑ−Ｒ２とをそれぞれ被検波信号として得
るようにしたものである。

また、本発明における前記第１の乗算器の乗算値の時系
列パターンと、前記被検波信号の時系列パターンの時間
差測定手段は、前記第１の乗算器ノ出力を第１のローパ
スフィルタにより帯域制限して得られるパルス状基準信
号の最大値発生時刻と、前記第３及び第４の乗算器の乗
算値１　”　Ｒを及びＱ　”　Ｒ２を第２及び第３のロ
ーパスフィルタにより、それぞれ帯域制限して得られる
信号を第１及び第２の２乗器によりそれぞれ２乗演算し
、この演算結果の２乗値の和を加算器により求めること
により得られたパルス状検出信号の最大値発生時刻との
間の時間を時間計測器により測定するものである。

さらに信号強度す変器は、炉内のスラグ面からの反射信
号が大きくなった場合には、マイクロ波データ装置内部
において信号の飽和が生じないように送信信号又は受信
信号を減衰させ、反射信号強度が小さくなった場合には
送イ５信号又は受信信号を増幅し、マイクロ波レーダ装
置内部での信号レベルが常に一定となるように信号強度
を調整する。

また、平均演算器は、マイクロ波レーダ装置からレベル
計測値と受信強度信号を入力し、任意の時間内に得られ
たレベル計測値の平均演算を行う。

この平均演算においては、受信強度信号の値が設定値よ
り小さい場合にはそのときのレベル計測値を無視して平
均演算を行い、炉内のスラグレベルの平均位置を求めて
表示する。

［実施例］ 第１図は本発明を実施した転炉の模式図、第２図は本発
明の要部をなすマイクロ波レーダ装置の一実施例のブロ
ック図、第３図は第２図の動作を説明するための波形図
、第４図は７ビツトのＭ系列信号発生器の構成図で、（
４５）は７段構成のシフトレジスタ、（４６）は排他的
論理和回路である。

第１図において、（１）は溶融還元炉、（２）は溶鋼、
（３）はスラグ、（４）はフード、（５）はランスであ
る。ＣＧ）はマイクロ波レーダ装置を主要部とする計ｉ
ｌｌ装置で、導波管を介して送信アンテナ（７）と受信
アンテナ（８）に接続されており、両アンテナ（７）　
、　（８）はフード（４）に設けた穴を通して炉内に挿
入され、炉内のスラグ（３）のレベルを計測する。

次に、第２図により第３図及び第４図を参照して本発明
の詳細な説明する。第２図において、（１０）は計−１
装置（６）の主要部を構成するマイクロ波レーダ装置で
あり、これは前述の特願昭６３２５０７８４号の発明と
基本的に同じものである。

マイクロ波レーダ装置（１０）において、擬似ランダム
信号発生器（１８）、（１９）は例えばＭ系列信号発生
器が使用できる。第４図は７ビツトのＭ系列信号発生器
の構成を示しており、例えばＥＣＬ　（エミッタ・カッ
プル・ロジック）素子による７段構成のシフトレジスタ
と、排他的論理和回路（４Ｂ）により構成される。Ｍ系
列信号は符号の“１”　（正電圧の＋Ｅが対応する）と
“０”　（負電圧の−Ｅが対応する）の組み合せによる
周期性循環信号であり、本実施例の７ビツトの場合、２
７−１−１２７個（１２７チツプともいう）の信号を発
生ずると１周期が完了し、この周期を繰り返した循環信
号を発生する。擬似ランダム信号発生器（１８）、（１
９）は同一回路で構成されるため、両者の出力信号は全
く同一パターンの信号となる。ただし、供給されるクロ
ック周波数がわずかに異なるためその１周期もわずかに
異っている。また擬似ランダム信号としてはＭ系列信号
以外にも、ゴールド系列信号、ＪＰＬ系列信号を使用す
ることができる。

クロック発生器（１Ｂ）、（１７）は共に水晶発振子を
内蔵し、十分周波数の安定したクロック信号を発生する
が、その発生周波数がわずかに異っている。

本実施例ではクロック発生器（１６）の発生周波数ｆ１
は１００．００４ＭＩＩｚ、クロック発生器（１７）の
発生周波数ｆ２は９９．９９６ＭＨｚとし、その周波数
差はｆｌｆ　２−８　ｋｌｌｚとしている。

クロック発生器（１Ｂ）及び（１７）からそれぞれ出力
されるクロック信号ｆ　及びｆ２は、それぞれ擬似ラン
ダム信号発生器（１８）及び（１９）に供給される。

擬似ランダム信号発生器（１８）及び（１９）は、駆動
用クロツタ信号の周波数差によりそれぞれの１周期かわ
すかに異なるが同一パターンのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２
を出力する。いま２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２の周期
を求めると、 ■ Ｍｌの周期−１２７Ｘ　ｌ／１００．００４Ｍｌ１ｚ！
；　１２Ｂ９．９４９２ｎｓＭ２の周期＝　１２７　Ｘ
　ｌ／９９．９９６Ｍ１ｌｚ　’＝　１２７０．０５０
８ｎｓとなる。即ち２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２は約
１２７０ｎｓ　（１０＝秒）の周期を有すが、両者の周
期には約０．ｌｎｓの時間差がある。それ故この２つの
Ｍ系列信号Ｍ１及びＭ２を循環して発生させ、ある時刻
ｔ　で２つのＭ系列信号のパターンが一致したとすると
、１周期の時間経過毎に０．ｌｎｓのずれが両信号間に
生じ、１００周期後には１Ｏｎｓのずれが両信号間に生
ずる。ここでＭ系列信号は１周期１２７０ｎｓに１２７
個の信号を発生するので、１信号の発生時間は１Ｏｎｓ
である。従って２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２間に１０
ｎｓのずれが生ずるということは、Ｍ系列信号が１個分
ずれたことに相当する。

擬似ランダム信号発生器（１８）の出力Ｍ１は乗算器（
２０）及び（１３）に、また擬似ランダム信号発生器（
１９）の出力Ｍ２は乗算器（２０）及び（２３）にそれ
ぞれ供給される。

搬送波発生器（１１）は例えば周波数約１００Ｇｌｌｚ
のマイクロ波を発振し、その出力信号は分配器（１２）
により分配され、乗算器（１３）及びハイブリッド結合
器（１５）に供給される。乗算器（１３）は例えばダブ
ルバランスドミクサにより構成され、分配器（Ｉ２）よ
り入力される周波数約１０ＧＩＩｚの搬送波と擬似ラン
ダム信号発生器（１８）より入力されるＭ系列信号Ｍ１
との乗算を行ない、搬送波を位相変調したスペクトル拡
散信号を出力し、送信器（Ｉ４）へ供給する。送信器（
１４）は人力されたスペクトル拡散信号を電力増幅し、
送信アンテナ（５）を介して電磁波に変換し、炉（１）
内に向１ノで放射する。ここで周波数１０ＧＨｚの電磁
波の空中での波長は３ｃｌＩ＋であり、炉（１）内の粉
塵や煙の粒子に比べて十分長いので、粉塵等の影響を受
けにくい。

また送信アンテナ（７）及び受信アンテナ（８）は例え
ばホー＝ンアンテナを用い、指向性を鋭く絞ることによ
りスラグ面以外からの反射電力を可及的に小さくしてい
る。なお、アンテナゲインはいずれも約２０ｄＢ程度で
ある。送信アンテナ（７）から炉（１）内に向けて放射
された電磁波はスラグの表面で反４４され、受信アンテ
ナ（８）を介して電気信号に疫換されて受信器（２２）
へ入力される。受信器（２２）へ入力信号が供給される
タイミングは、当然送信アンテナ（７）から電磁波が放
射されたタイミングから、電磁波が炉（１）内のスラグ
面までの距離を往復し、受信アンテナ（８）に到達する
までの電磁波の伝播時間だけ遅延している。受信器（２
２）は入力信号を増幅して乗算器（２３）へ供給する。

−万乗算器（２０）に擬似ランダム信号発生器（１８）
及び（１９）からそれぞれ入力されたＭ系列信号Ｍｔ及
びＭ２は乗算され、その乗算値の時系列信号はローパス
フィルタ（２１）へＯ（給される。第３図の（ア）はこ
のローパスフィルタ（２１）への入力信号、即ち乗算器
（２０）の乗算値である時系列信号を示した波形であり
、乗算器（２０）へ入力される２つの擬似ランダム信号
の位相が一致している場合は＋Ｅの出力電圧が継続する
が、両信号の位相が一致しでいない場合は十Ｅと□−Ｈ
の出力電圧がランダムに発生ずる。

ローパスフィルタ（２１）、（２７）、（２ｇ）は周波
数の帯域制限を行なうことにより一種の積分機能を有し
、両信号の相関演算値の積分信号として両信号の位相が
一致している場合には、第３図の（イ）に示されるよう
なパルス状信号を出力する。また両信号の位相が不一致
の場合には出力は零となる。従ってローパスフィルタ（
２１）の出力には周期的にパルス状信号が発生する。こ
のパルス状信号は時刻の基準信号と１．て時間測定器（
３２）へ供給される。

この基準信号の周期ＴＢは、本実施例の場合は、擬似ラ
ンダム信号を７ビツトのＭ系列信号Ｍ１及びＭ　とした
ので、１周期の波数Ｎは２７−１−１２７であり、ｆ　
　−１００，００４ＭＨｚ％ｆ　２−９９．９９６Ｍｔ
ｌｚであるので、Ｔ　ｏ　−１５−８７５履ｓとなる。

この基準信号とその周期Ｔｏは第３図の（１）に示され
る。

また、乗算器（２３）へは受信器（２２）からの受信信
号と、擬似ランダム信号発生器（１９）からのＭ系列信
号Ｍ２が入力され、両信号の乗算が行なわれる。

この乗算器（２３）の乗算結果は、第１のＭ系列信号Ｍ
１により送信用搬送波が位相変調される受信信号の被変
調位相と、第２のＭ系列信号Ｍ２の位相が一致している
場合は位相の揃った搬送波信号とし出力され、受信信号
の被変調位相とＭ系列信号Ｍ２の位相が異なるときには
、位相のランダムな搬送波と（７て出力され、分配器（
２４）へ供給される。

分配器（２４）は入力信号を２つに分配し、その分配出
力Ｒ及びＲ２をそれぞれ乗算器（２５）及び（２６）へ
供給する。分配器（１２）より送信用搬送波の一部が供
給されたハイブリッド結合器（１５）は、入力信号に対
して同相成分の（位相０度の）信号Ｉと、直角成分の（
位相９０度の）信号Ｑとを出力し、それぞれ乗算器（２
５）及び（２６）へ供給する。乗算器（２５）はハイブ
リッド結合器（１５）より入力する信号Ｉ　（即ち搬送
波発振器（１１）の出力と同相の信号）と、分配器（２
４）より入力する前記信号Ｒ１との乗算を行ない、同様
に乗算器（２６）は入力する信号Ｑ（即ち搬送波発振器
（１１）の出力と９０度位相の異なる信号）と前記信号
Ｒ２との乗算を行ない、それぞれ受信信号中の位相Ｏ皮
酸分（１−Ｒ１）と位相９０度成分（Ｑ−Ｒ２）とを抽
出し、被検波信号として出力する。この被検波信号とし
ての信号１−ＲとＱ−Ｒ２はそれぞれローパスフィルタ
（２７）及び（２８）へ供給される。

ローパスフィルタ（２７）及び（２Ｂ）は周波数の帯域
制限を行なうことにより積分機能を有し、２信号の相関
演ｐ値の積分を行なう。即ち乗算器（２３）の出力より
分配器（２４）を介して乗算器（２５）に入力する前記
信号Ｒ１と、ハイブリッド結合器（１５）より乗算器（
２５）に入力する前記信号ｌの位相が一致したとき、同
様に乗算器（２６）に入力する前記信号Ｒ２と信号Ｑの
位相が一致したとき、乗算器（２５）及び（２６）の出
力信号はそれぞれ一定極性のパルス信号（電圧十Ｅのパ
ルス信号）となり、この信号を積分したローパスフィル
タ（２７）及び（２８）の出力には大きな正電圧が得ら
れる。また前記信号Ｒ２と信号■の位相の不一致のとき
、及び前記信号Ｒ１と信号Ｑの位相の不一致のとき、乗
算器（２５）及び（２６）の出力信号は、それぞれラン
ダムに変化する正負両極性のパルス信号（即ち電圧十Ｅ
と−Ｅのパルス信号）となり、この信号を積分したロー
パスフィルタ（２７）及び（２８）の出力は零となる。

ローパスフィルタ（２７）及び（２８）により上記の如
く積分処理された位相０度成分と、位相９０度成分の信
号はそれぞれ２乗器（２９）及び（３０）に供給される
。２乗器（２９）及び（３０）はそれぞれ入力信号の振
＋１＋を２乗演算し、その演算結果の出力信号を加算器
（３１）に供給する。加算器（３１）は両人力信号を加
算して第３図の（つ）に示すようなパルス状検出力信号
を出力し、時間ｉｆ！ＩＩ定器（３２）に供給する。

いまこの検出信号の最大値発生時刻をｔ、とする。この
ように受信信号とＭ系列信号Ｍ２との相関処理により得
られた信号から送信用搬送波の位相Ｏ皮酸分と位相９０
度成分をそれぞれ検波し、この被検波信号をそれぞれ積
分処理後２乗演算し、この一対の２乗値の和としてスラ
グレベル検出信号を得る方式は構成が多少複雑であるが
、高感度のスラグレベル検出信号を得ることができる。

またＭ系列信号のような擬似ランダム信号の相関出力を
得るようにしているので雑音の影響を低減し信号を強調
するため、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の高い計測システム
を実現することができる。勿論搬送波の検波方式として
は、クリスタルを用いた検波方式があり、感度は低下す
るが、構成が単純化されるので、仕様及びコストにより
この方式を採用することもできる。

時間測定器（３２）はローパスフィルタ（２１）から入
力される基準信号の最大値の発生時刻ｔ　と、加算器（
３１）から入力される検出信号の最大値の発生時刻ｔ　
との間の時間Ｔ、を測定する。このため時間測定器（３
２）は２つの入力信号の最大値発生時刻を検出する機能
を有する。例えば、入力電圧値をクロック信号により逐
次サンプルホールドして、現在のクロック信号によるサ
ンプル値と、クロック信号の１つ前のサンプル値とを電
圧比度器により逐次比較して、入力信号の時間に対する
増加状態から減少状態に反転する時刻を検出することに
より、入力信号の最大値発生時刻を検出することができ
る。前記時間ＴＤは第３図（１）に示される基準信号の
最大値発生時刻ｔ　と、（つ）に示される検出信号の最
大値発生時刻ｔ、との間の時間として示される。

（３５）は信号強度可変器で、本実施例ではマイクロ波
レーダ装置（ｌＯ）の受信端と炉内に挿入される受信ア
ンテナ（８）との間に設けているが、マイクロ波レーダ
装置（１０）の送信端と送信アンテナ（７）との間に設
けてもよい。（４２）はマイクロ波レーダ装置（ｌＯ）
の出力側に設けた平均演算器、（４３）はＣＲＴによる
表示部である。

第５図に信号強度可変器（３５）の一実施例を示す。

マイクロ波レーダ装置（ｌＯ）から入力された受信強度
信号のピーク値から制御信号を求め、可変減衰器（４１
）へ入力するものである。可変減衰器（４１）は入力さ
れる制御信号の信号強度に比例して信号の減衰を行うも
ので、制御信号の入力がない場合には信号をそのまま通
過させる。

本実施例の信号強度可変器（３５）においては、マイク
ロ波レーダ装置（ｌＯ）の加算器（３１）からの受信強
度信号を不感帯回路（３６）に入力し、入力された信号
が一定のレベルに達しなければ制御信号を出力せず、可
変減衰器（４１）における信号の減衰を行わない。不感
帯回路（３６）の制限値以上の信号が入力された場合、
この信号は増幅器（３７）で増幅された後ピークホール
ド回Ｈａ（３８）に入力される。そしてこのピークホー
ルド回路（３８）は入力されるパルス信号の周期と同程
度の時定数を持ち、入力パルスのピーク値を保持、出力
する。この保持された信号に増幅器（３９）で増幅及び
オフセットを加えること・により可変減衰器（４１）に
対する制御信号を得、可変減衰器（４Ｉ）における減衰
量を決定する。

実際にこの信号強度可変器（３５）により信号の制御を
行った様子を第６図に示す。

第６図（ａ）は信号強度可変器（３５）の動作を示し、
入力される受信強度信号に対する制御信号の出力の変化
、すなわち可変減衰器（４１）の減衰量の変化を示して
いる。制御信号は受信強度信号が不感帯回路（３６）に
より定まる制限値以上となった場合には、受信強度信号
に比例した信号となる。本実施例ではこの制限値を０．
７　Ｖとしており、受信強度信号の最大値が０．７　Ｖ
以上となった場合に制御信号の出力を行っている。

第６図（ｂ）は計ＨＰＩ装置（６）全体の信号レベルの
様子を示す線図で、受信アンテナ（８）で受信される反
射信号強度と受信強度信号の関係を示しており、反射信
号強度が小さい領域では受信強度信号の値も小さく、信
号強度可変器（３５）による信号減衰は行なわれないの
で、反射信号強度と受信強度信号は比例しているが、反
射信号強度が増大するに伴い、信号強度可変器（３５）
での信号の減衰が行われ、反射信号強度が数十ｄＢ変化
した場合でも、受信強度信号の変化を小さく抑えること
が可能となった。

平均演算器（４２）における平均演算処理の流れを第７
図に示す。平均演算器（４２）はマイクロ波レーダ装置
（ｌＯ）の距離積算器（３３）からレベル計測値を、ま
た加算器（３１）から受信強度信号を入力し、受信強度
信号のピーク値が任意の設定値より大きい場合には、入
力されたレベル計測値をレベル値の和ｓｕｍに加算し、
受信強度信号が設定値より小さい場合には、入力された
レベル計測値の加算を行わない。次に加算を行った期間
の時間が設定値に達した場合には、レベル計測値を加算
した回数でレベル値の和ＳＵ■を除算し、平均のスラグ
レベルｇを求め、レベル値の和ｓｕｍをゼロとして次の
平均値演算の準備を行い、処理の最初に戻って次の信号
入力を行う。加算期間の時間が設定値に達１−でいない
場合には、直接次の信号入力へ戻る。

なお、本実施例においては、これらの平均演算処理はパ
ーソナルコンピュータを使って行ない、平均のスラグレ
ベルの演算結果を、表示部（４３）（ＣＲＴ）に出力し
た。

［発明の効果］ 以上のように本発明によれば、第１の擬似ランダム信号
により位相変調された搬送波をスラグ面に向けて送信し
、スラグ面から反射して得られた受信信号と第２の擬似
ランダム信号を乗算して得られた搬送波を検波して得ら
れた被検波信号の時系列パターンと、第１及び第２の擬
似ランダム信号を直接乗算して得られた乗算値の時系列
パターンとの時間差を測定したスラグ面との距離を測定
するようにしたので、次の効果が得られる。

（１）非接触針ｆｌ？１であるため、アンテナ等のセン
サ部分の耐久性が確保でき、装置の取付けも容易で保守
も簡単となる。

（２）連続測定であるため、応答性が速い計測が可能と
なる。

（３）従来高速信号を使用した計測が、本発明により比
較的簡単な構成の回路により低速信号へ変換されるため
、安価で小型の装置が実現できる。

また、調整も容品となる。

（４）スラグ面から反射され受信後相関処理の施された
搬送波を検波し検出信号を得る手段として、相関処理後
の搬送波から送信用搬送波との同相成分と直角成分を取
り出し、それぞれローパスフィルタを介して２乗演算後
加算して検出信号を得るので、きわめて高感度でスラグ
レベルを検出できる効果がある。

（５）第１の擬似ランダム信号によって位相変調された
搬送波を送信し、スラグ面から反射された受信信号は、
第１の擬似ランダム信号と同一パターンで周波数の近接
した第２の擬似ランダム信号により相関処理した搬送波
を得る方法により、スラグ面からの検出信号と基準信号
との間の計測時間を時間軸上できわめて大きく拡大した
（本実施例では１２，５００倍にも拡大した）ので、ス
ラグ面の距離を短距離から精度良く計ｌ−１できるのみ
ならず、スラグ面からの所望反射信号と対象範囲外から
の不要反射信号は、検出信号の発生時間軸上で明確に区
別し分離することができる。従って炉内のスラグレベル
を計測する場合に、炉内のような狭い空間で不要な反射
波の発生しやすい計δｐ＋環境においても、不要反射波
を除去し安定したスラグレベルの計測ができる。

（６）また、炉内のスラグ面の変動等に伴ないスラグ面
におけるマイクロ波反射信号の強度変化を生じた場合で
も、受信器による信号強度の調整により検知信号強度の
変動を抑え、信号の飽和や信号レベルの減少に伴う誤差
の発生を抑え、炉内のスラグレベル位置の測定をより正
確に行なうことかできる。

（７）急激なスラグレベルの変動により一時的に信号レ
ベルが減少した場合でも、Ｓ／Ｎ比の悪い測定値を無視
して測定値の平均処理を行うことにより、炉内のスラグ
レベル位置の正確なａｌ定が可能になった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例の模式図、第２図は本発明実施例
のブロック図、第３図は第２図の動作を説明するための
波形図、第４図は７ビツトのＭ系列信号発生器の構成図
、第５図は信号強度可変器の実施例を示すブロック図、
第６図はその動作を示す線図、第７図は平均演算器の信
号処理の流れを示すフローチャートである。 （１）・・・溶融還元炉、（２）・・・溶鋼、（３）・
・・スラグ、（５）・・ランス、（６）・・・計）ＰＪ
装置、（７）・・・送信アンテナ、（８）・・・受信ア
ンテナ、（１０）・・・マイクロ波レーダ装置、（１１
）・・・搬送波発振器、（１２）、（２４）・・・分配
器、（１３）　、　（２０）　、　（２３）　、　（２
５）　、　（２Ｂ）・・・乗算器、（１４）・・・送信
器、（１５）・・・ハイブリット結合器、（１Ｇ）、（
１７）・・・クロック信号発生器、（１８）、（１９）
・・・擬似ランダム信号発生器、（２１）　、　（２７
）　、　（２８）・・・ローパスフィルタ、（２２）・
・・受信器、（２９）　、　（３０）・・・二乗器１、
（３１）・・・加算器、（３２）・・・時間測定器、（
３３）・・・距離換Ｗ器、（３５）・・・信号強度可変
器、（４２）・・・平均演算器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の擬似ランダム信号発生手段と、該第１の擬
   似ランダム信号発生手段の出力信号と同一パターンで周
   波数のわずかに異なる第２の擬似ランダム信号発生手段
   と、前記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力と前記
   第２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行な
   う第１の乗算器と、搬送波発生手段と、前記第１の擬似
   ランダム信号発生手段の出力により前記搬送波発生手段
   の出力信号を変調した信号を送信信号とし炉内に挿入さ
   れた送信アンテナからスラグ面に送信する送信手段と、
   前記スラグ面からの反射信号を炉内に挿入された受信ア
   ンテナにより受信して受信信号を得る受信手段と、該受
   信手段の出力と前記第２の擬似ランダム信号発生手段の
   出力との乗算を行なう第２の乗算器と、該第２の乗算器
   より出力される搬送波を検波して受信強度信号を出力す
   る検波手段と、該検波手段より出力される被検波信号の
   時系列パターンと前記第１の乗算器より出力される乗算
   値の時系列パターンとの時間差を測定してレベル計測値
   を出力する手段とからなるマイクロ波レーダ装置を有し
   、前記送信手段と送信アンテナとの間又は前記受信アン
   テナと受信手段との間に挿入され、前記検波手段より出
   力される受信強度信号にしたがって入力されるマイクロ
   波強度信号を変化させて出力する信号強度可変器を設け
   たことを特徴とする炉内のスラグレベル計測装置。
2. （２）前記信号強度可変器に代えて、前記レベル計測値
   の平均演算を行なう平均演算器を設けたことを特徴とす
   る請求項（１）記載の炉内のスラグレベル計測装置。
3. （３）前記レベル計測値の平均演算を行なう平均演算器
   を設けたことを特徴とする請求項（１）記載の炉内のス
   ラグレベル計測装置。
4. （４）前記平均演算器は、前記受信強度信号の値が設定
   値より低い場合は、そのときのレベル計測値を無視して
   平均演算処理を行なう機能を備えたことを特徴とする請
   求項（２）又は（３）記載の炉内のスラグレベル計測装
   置。