JPH0326134A - 通信システム用受信機、データ回復方法、送信機、及び通信システム - Google Patents

通信システム用受信機、データ回復方法、送信機、及び通信システム

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JPH0326134A
JPH0326134A JP2145573A JP14557390A JPH0326134A JP H0326134 A JPH0326134 A JP H0326134A JP 2145573 A JP2145573 A JP 2145573A JP 14557390 A JP14557390 A JP 14557390A JP H0326134 A JPH0326134 A JP H0326134A
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ジンーダー　ワン
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、通信システムに関し、特にそのようなシステ
ムで、判定フィードバック等化器とエラー訂正コーディ
ングの組合わせ使用に関する。
［従来技術］ 等化器は、チャネル中の直線（振幅と位ｔロ）歪みを補
償するために、通信システムで広く使われている装置で
ある。等化器を大別すれば、線形等化器と判定フィード
バック等化器の２つになる。
多くの通信への適用の中で、線形等化器は判定フィード
バック等化器よりも広く用いられている。
その理由は、線形等化器のほうが実行がより簡単で、か
つ実質的に同じ補償利得を得られるからである。しかし
、音声帯域モデムで１９．２Ｋｂ／Ｓ以上の高速伝送速
度の開発に伴い、高速モデムで経験される過酷な振輻歪
みを補償するのに好適であることから、判定フィードバ
ック等化器は、線形等化器に勝る顕著な利点を持ち、明
確に優先的な補償装置となった。判定フィードバック等
化器の実施上の問題点は、後述されるように、エラー訂
正コーディングを使うシステムで協調的に動作しないこ
とである。
エラー訂正コーディングは、ノイズの存在に対して、デ
ィジタル情報信号の免疫性を高めるために用いられるコ
ーディング技術である。そのような高い免疫性はデータ
通信システムの受信機ユニット中の情報信号を高精度に
回復させる確率を高める。エラー訂正は、ブロック又は
畳み込みコーディングとして特色づけられている。格子
コーディングは、畳み込みコーディングを用い、通信シ
ステムの要求する帯域幅に悪影響を与えない１つの良く
知られたエラー訂正コーディング技術である。
ブロック・コーディングでは、１つ又はそれ以上のエラ
ー訂正ビットが、１つ又はそれ以上の情報ビットの“ブ
ロック”と共に伝送される。これらの各エラー訂正ビッ
トは、情報ビット又は関連ブロック中のビットの値によ
って決められた値を持っている。エラー訂正のために増
加した数のビットを伝送するこのプロセスは、畳み込み
コーディングでもまた用いられているが、ブロック・コ
ーディングとは異なり、畳み込みコーディング中の各ビ
ットの値は、関連ブロック中の情報ビットの関数であり
、前に送られたブロックの数である。
コーディング・ゲインは、エラー訂正を使った結果のシ
ステムの性能向上を表す用語である。それは、そのビッ
ト・エラー率が、エラー訂正のない同システムのビット
・エラー率と等しくなる前に、信号対ノイズの比が悪化
する量として定義される。このコーディングーゲインは
、何らかのシステムで統計的に計算することができ、そ
の計算値は理論的コーディング・ゲインと呼ばれる。
判定フィードバック等化器とエラー訂正コーディングは
、夫々ディジタル通信システムに異なる望ましくない影
響、即ち夫々が振幅歪みとノイズを与えるので、両技術
の組合わせは、夫々を単独で使うよりも多くの利得を提
供する。しかし、判定フィードバック等化器がエラー訂
正を結合するディジタル信号に作用する時は、システム
の性能低下が見られる。事実、エラー訂正又は判定フィ
ードバック等化器のいずれかを単独で使う時に得られる
ものより結果的に性能がかなり下回っている。従って、
もし判定フィードバック等化器とエラー訂正コーディン
グの両方を組合わせた利得を１つの通信システムで得ら
れることができれば、通信の著しい改善が可能となる。
［発明の概要］ 本発明は、判定フィードバック等化器とエラー訂正コー
ディングの両方を組合わせた利得を、１つの通信システ
ムで得ることを可能にする。本発明に従って、判定フィ
ードバック等化器には、その送信機と受信機にそれぞれ
配置された複数のエンコーダ及びデコーダが使用される
。複数のエンコーダの使用は、送信記号のインターリー
グを与え、従って、各デコーダは各Ｍ番目の記号に作用
する。この場合、Ｍはエンコーダまたはデコーダの数で
ある。Ｍが適切に選択されれば、いずれかのデコーダに
よる２つの連続する記号の回復を、ノイズが損なう確率
を低減できる。さらに、判定フィードバック等化器にお
ける固有のエラー伝搬効果は、別々のデコーダにわたっ
て分配される。
以上のような本発明の要件によって、判定フィードバッ
ク等化器とエラー訂正技術に関連するコーディング・ゲ
インとを組合わせた利得が実現可能となる。
［実施例の説明］ 第１図は、従来技術の通信システム１００を示す。モデ
ム送信機１０１は、帯域制限チャネル１０２への伝送に
適した信号を作る。チャネルでは、直線（振幅や位相）
歪みや付加的なノイズのような各種チャネル損傷が入る
。この損傷した信号はモデム受信機１０３で処理され、
チャネル損傷結果の訂正が試みられる。
非符号化モデム、即ちエラー訂正を組み込んでないモデ
ムに対する従来技術による送信機１０１においては、２
進法データの連続流は、あるマッピング・ルールによっ
て、別個の多段（普通は多次元）記号をビットの連続ブ
ロックに割当てる記号マッピング装置１０４へ直接与え
られる。直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いた９，６Ｋｂ／
ｓの非符号化データ伝送のための、ＣＣＩＴＴのｖ．３
２標準に対して用いられる１つのマッピング・ルールは
、第３図に示される１６点信号配置（ｃｏｎｓ　ｔ　ｅ
　１　１．ａ　ｔ　ｉｏｎ）　３０１によって定められ
る。１つの配置の各信号点は、関連したビット・コード
を有している。例えば、信号点３０４はコード１１１１
を持つ。この例では４つのビットが１６の可能な２次元
（即ち複素数）記号の１つヘマップされる。これらの記
号は、９．６Ｋｂ／ｓの所望ビット速度を生ずる１秒当
たり２４００記号速度で作られ、帯域制限電話チャネル
１０２で伝送される正しいスペクトル形状を与える送信
フィルタ１０９を通過する。そのような非符号化信号の
ための代表的受信機は、受信機１０３中にアダプティブ
線形等化器１１０とスライサ１１１を有している。線形
等化器１１０はチャネル中の線形損傷を補償し、スライ
サ１１１は、第３図の信号配置３０１の１６点のどの１
つが各記号周期中に受信されていたかを決定する。例え
ば、もし等化器１１０の出力が複素数の点３０３の場合
には、スライサはユークリッド幾何学（Ｅｕｃｌｌｄｅ
ａｎ　）距離で最も近い信号配置の点（例示点３０４）
を選ぶ。スライシングの後、受信機は、受信したスライ
ス記号から９．６Ｋｂ／ｓの２進データ流を回復する記
号対ビット・マッピング動作（図示せず）を行う。勿論
、ＱＡＭ信号は送信機では変調、受信機では復調が必要
であるが、これらの動作説明は周知なので省略する。
送信機１０１の他の従来技術では、符号化されたモデム
に対して、入２進データ流は、最初、記号マッピング装
置１０４の代わりに図の点線を介して格子エンコーダ１
０５を通過する。例えば、９．６Ｋｂ／ｓデータ伝送の
ためのＣＣＩＴＴのｖ．３２標準は、コード化オプショ
ンを有している。そのために、格子エンコーダ１０５は
、夫々の４つの入ビットに対して１つの追加ビットを作
る畳み込みエンコーダ、及び第３図の信号配置３０２に
より決められる３２の可能な２次元記号の１つへ、桔果
として得られた５ビットをマップする記号マップ器を有
している。この例で、格子エンコーダ１０５は、完全に
定義され、許可された記号シーケンスのみが送信される
ことを保証するため、信号配置における重複を用いる。
コード化ｖ，３２モデム受信磯は、通常、受信機１０３
内に線形アダブティブ等化″５１１０を有し、その出力
はスライサ１１１の代わりに点線を介して格子デコーダ
１１２に入る。そのデコーダは、ビテルビ（Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ）　　・アルゴリズムと呼ばれる最高確率シーケン
ス推定アルゴリズムを実行する。
デコードされたシーケンスは、次ぎに、９．６Ｋｂ　／
　ｓビット流を再生するため記号対ビットのマップ器に
送られる。格子コード化・モデムに関して、線形アダブ
ティブ等化器１１０と格子デコーダ１１２を持つ受信機
は良好に働き、チャネル内で発生した付加的ノイズに対
し、より高い免疫性を持つことが理論的に示され、また
経験的にも確認されている。　ｖ．３２モデムのコード
化改訂版は、約１４．４Ｋｂ／ｓ迄のデータ速度におい
て、公衆交換電話網に使用し、十分な性能を違或可能で
ある。ただし、そのためには信号配置３０２の点の数を
増さねばならない。１４．４Ｋｂ／ｓのデータ速度は、
２４００ボーの記号速度と１記号当たり６ビットの情報
で達成できる。追加ビットがコーディングのために必要
なので、合計１２８の２次元点が信号配置中に必要にな
る。１９．２Ｋｂ／ｓ及びそれ以上のデータ速度に対し
ては、モデムは、たとえコーディングできたとしても、
電話チャネルに発生する付加的ノイズに余りに敏感にな
り過ぎるため、信号配置の中の点の数を増すことは困難
である。その代わり、合理的な量の点の数を保有するこ
とや、チャネルを通して送られる記号速度を均すことは
可能である。悪いことには、記号速度の増加は送信アナ
ログ信号用の帯域幅の増大を来たし、更に電話チャネル
を通る低、高周波数の信号の過酷な振幅歪みを生じるこ
とになる。過酷な振幅歪みを扱うことは、いわゆるノイ
ズ増大問題を生じるため、第１図の線形等化器１１０に
とり大変具合の悪いことである。線形等化器は本質的に
チャネルを“反転”し、即ち、それはチャネルに過酷な
損失を生ずる周波数領域で大きなゲインを生ずる。その
ような動作は、チャネルを等化し、記号間干渉を排除す
る一方、ノイズを増幅し、受信機の性能を低下させる。
１つ．２　Ｋ　ｂ　／　ｓ及びそれ以上で公衆交換電話
網上をデータ伝送することに対して、線形等化器を使う
ことは望ましいことではなく、代わりに判定フィードバ
ック等化器（ＤＥＦ）が使われるべきとされている。そ
のような等化器はノイズ増加は抑えられるが、後述のご
とく、漂４格子コーディングと結合して使うことかでき
ない。
第２図は、本発明を採用した通信システム２００を示し
ている。送信機２０１において、ビット速度ｒｄの入２
進データ流は、まず、エラー訂正エンコーダ２０４に入
り、通常幾らか高いビット速度ｒ　をもつ別のビット流
にエンコードされる。
Ｃ 実施例として、エンコーダ２０４は、リード・ソロモン
・コード又はその良く知られた変形であるインタリーブ
ーリード●ソロモン◆コードを実行可能である。エンコ
ーダ２０４の出力におけるビット流は、次ぎに本発明に
よるスイッチ２０５を通って、連続ビット、即ちビット
のブロックを複数Ｍ個の並列エンコーダ２０６−　ｉへ
送る。ここで、ｉ−１．　　２．…、Ｍである。この経
路決めは便宜上循環式に行われ、ビットｂ　はエンコー
ダｎｎ ２０６−１へ送られ、ビット　ｂｎ＋１はエンコーダ２
０６−２へ、そして以下のビットも同様に送られ、Ｍビ
ットの後はビットｂ。＋Ｈは再びエンコーダ２０６−１
へ送られ、新しいサイクルが開始される。あるいはまた
、連続ビットのブロックを循環式、即ちある順序づけら
れた方法で、エンコーダ２０６−ｉへ送ることも可能で
ある。実施例として、エンコーダ２０６−ｉには、標準
の格子エンコーダに使われているタイプの畳み込み式の
エンコーダを使用できる。スイッチ２０７は、エンコー
ダ２０６−ｉの出力を好ましくは循環式にとり、記号速
度１／Ｔにおいて、第３図に示される型の２次元記号を
作る記号マッピング装置２０８へそれらを送る。ここで
Ｔは記号周期である。
エンコーダ２０６−ｉが畳み込み式のエンコーダである
この実施例では、記号マッピング装置２０８を伴うエン
コーダ２０６−ｉのカスケードは、格子エンコーダと機
能的に同じものと考えることができる。エンコーダ２０
６−４の並列配置カスケードと記号マッピング装置２０
８は、速度１／ＭＴで出力記号を各々が作るＭ個の並列
格子エンコーダと機能的に同じであり、この速度は記号
が電話チャネルへ伝送される速度１／ＴよりＭ倍遅い速
度である。Ｍ個の格子エンコーダの出力の時間分割多重
化、即ちインタリービングは所望の１／Ｔの記号速度を
実現する。
受信機２０３において、受信信号は、初めにＤＦＥ２１
０によって等化される。なお、詳細な動作は後述するＤ
ＦＥ２１０の出力サンプルは、スイッチ２１５によって
Ｍ個のデコーダ２１６−ｉの並列バンクへ別々に送られ
る。ここで、ｉ−１，２．…、Ｍである。スイッチ２１
５で行われる再経路付け、即ち復インタリービング（ｄ
ｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｔｎｇ）動作は、送信機における
スイッチ２０７によって行われたインタリービング動作
と誼尾一貫しなければならない。即ち、もしインタリー
ビングがエンコーダ２０６−ｉの出力を循環式に受けて
なされたならば、スイッチ２１５はＤＦＥ２１０からの
連続出力を循環式にデコーダ２１６−ｉへ送らなければ
ならない。実施例として、各デコーダ２１６−ｉは、記
号がチャネルを経て送られた速度よりＭ倍遅い速度でデ
コード出力記号を作る洛子デコーダとして実行可能であ
る。スイッチ２１７はデコーダ２１６−ｉの出力を好ま
しくは循環式に受け、それらをビット速度ｒ　のビッ１
・流に時間多重化する。このビ，ソトＣＣ 流は、エラー訂正を行うデコーダ２１８に送られ、ビッ
ト速度ｒｄの情報ビット流を作る。
第２図で注意すべきことは、送信機の２つのスイッチの
動作は同期しなければならないし、受信機の２つのスイ
ッチの動作も同期しなければならないことである。しか
し、送信機のスイッチの動作は、受信機のそれと同期す
る必要はない。
通信システム２００によって提供された性能向上を正し
く評価するために、標準格子コーディングとＤＦＥとを
組合わせた装置の欠点を理解することが必要である。第
２図のＤＦＥ２１０は、チャネルの振幅を単純に反転さ
せることより、むしろチャネル振幅歪みによって生ずる
信号間干渉を威少させるため、線形等化器よりもノイズ
増加を少なくすることができる。これは、アダプテイブ
・フィードフォワード・フィルタ２１１、スライサ２１
３、アダブティブフィードバック●フィルタ２１４、減
算器２１２を使うことにより達成される。スライサ２１
３は、非コード化９．　　６Ｋｂ／Ｓモデムの記号をデ
コードするために用いた第１図のスライサ１１１と同様
に動作する。即ち、与えられた記号周期の中で、スライ
サ２１３は入力に存在する複素数サンプルに、ユークリ
ッド幾何学距離で最も近い信号配置の点を選択する。ス
ライサ２１３が誤った記号を選択することによってエラ
ーを生じると、たとえ追加ノイズが単独でこれらのエラ
ーを生成したのではなかったとしても、このエラーは通
常、減算器２１２によって作られる次のサンプルのスラ
イシングに影響を及ぼし、より多くのスライシング・エ
ラーを招く。この現象は、フィードバック・フィルタ２
１４によって設けられたフィードバック経路に起因する
、ＤＦＥの動作に固有のものであり、エラー伝搬と呼ば
れる。エラー伝搬の影響は、城算器２１２の後で、強力
な、バースト状の（ｂｕｒｓｔｙ）、衝撃的ノイズをも
たらすことである。
第３図より、標準格子コーディングは、同じビット速度
を与えるの非コード化システムと比較するとき、信号配
置の大きさの増大を要求する事に注意する必要がある。
第３図の場合に、非コード化オプションから格子コード
化オプションへ行くときには、信号配置中の点の数は２
倍も必要であった。信号配置中の点の数のこの増加は、
隣接点間の距離の減少を招く。もしも第１図の線形等化
器１１０の出力が、コード化と非コード化の両動作モー
ドのためのスライサを通過するならば、追加ノイズのた
めに誤判定する確率は、非コード化システムよりコード
化システムの方が著しく高くなることは明らかである。
（Ｖ．３２モデムのコード化オプションの実施例では、
線形等化器１１０の出力はスライシングが起こる前に格
子デコーダ１１２でまず処理され、純粋な結果はノイズ
の存在において実際に著しく増加する。）従って、もし
、受信機１０３において線形等化器１１０よりもむしろ
ＤＦＥ２１０が使われたならば、スライサ２１３がエラ
ーを坐しる確率は、非コード化動作モードよりコード号
化動作モードの方が著しく高くなる。更に、上記のごと
く、各スライシング・エラーは、エラー伝搬効果のため
次のスライシング・エラーを招き易い。ＤＦＥによって
作られたノイズのバーストは、標準格子デコーダの性能
をある程度まで著しく低下させ、その場合に、定のチャ
ネルに関して、ＤＦＥを使う非コード化システム又は線
形等化器を使う格子コードシステムは、標準格子コーデ
ィングとＤＦＥを使うシステムより良い性能を提供する
ことが経験的に見出だされている。
本発明の通信システム２００によって提供された性能の
改善は、エラー伝搬が起こる時、減１：ｉ．器２１２の
出力において発生する強いバースト状の衝撃ノイズに対
する、２つの訂正動作の連携によるものである。第１の
動作は、このバースト状ノイズを、格子デコーダのよう
なデコーディング装置によって容易に扱えるような小さ
い妨害に分離することにある。これは、送信機における
エンコーダ２０６−ｉ，受信機におけるデコーダ２１６
一ｉを使用することにより達成される。ここでｉ−１．
　　２，…、Ｍである。ノイズのバーストが減算器２１
２の出力で起こるとき、このノイズの連続したサンプル
は、異なるデコーダ２１６−ｉへ送られる。その結果、
各デコーダは少量のノイズを扱うことになり、単一のデ
コーダが全バーストを訂正する場合よりもノイズ訂正が
容易になる。
例えば、Ｍ個の格子デコーダ（Ｍ＞１）の並列装置は、
只１つの格子デコーダ（Ｍ−１）を用いるシステムより
常に良い性能を示すことが経験的に見出だされている。
しかし、あるチャネルに対しては、格子デコーダの１つ
、説明の都合上２１６−１とすれば、それはデコーディ
ング処理を坊害するに十分強いノイズ・サンプルを、そ
の人力で依然Ｈする場合があることが見出だされている
。
この場合には、スイッチ２１７の後に？１られたビット
流は、デコーダ２１６−１で作られたバースト状ビット
のブロックからなっており、それはエラーになりやすい
が、通常、エラー状態にない他のデコーダ２１６−ｉ（
ｉ≠１）で作られた他のビットのブロックによってイン
タリーブされる。
エラー・ビットのこのタイプのバースト状ストリングを
扱うのに適したリード・ソロモン・コードの各種変形の
ような周知のコーディング方法が存在する。送信機のエ
ンコーダ２０４と受信機のデコーダ２１８は、その様な
コーディング方法を実行し、ＤＦＥのエラー伝搬問題の
損害効果を緩和する第２の訂正動作を提供する。エンコ
ーダ２０４の使用は、普通、チャネル２０２によって伝
送されるアナログ・データ信号のための帯域幅を僅か増
加する結果となることは指摘されるべきである。しかし
、この帯域幅の増加は十分小さく保たれるので、送信機
のエンコーダ２０４と、それに対応した受信機のデコー
ダ２１８の使用から生ずる利益のほうがモデム性能の低
下より勝っている。
第２図の受信機２０３の性能を改善する第３の技術があ
る。この技術は、送信機２０１におけるＭ個の畳み込み
式エンコーダ２０６−ｉの並列配置と記号マップ器２０
８が上述のごときＭ個の格子エンコーダであるときに使
用できる。この場合には、受信機２０３のデコーダ２１
６−ｉは、Ｍ個の格子デコーダの並列バンクとして実行
されねばならない。この技術は、与えられた記号周期中
で、その判定作成プロセスがデコーダ２１６−ｉの１つ
から受けた情報により決められる“スマート”なスライ
サの実行により成立する。説明の目的のため、考慮して
いる記号周期中で、減算器２１２の出力は、スイッチ２
１５を経て洛子デコ−ダ２１６−１の入力と接続されて
いると仮定する。
次の記号周期では、以下に述べる技術が、デコーダ２　
１　６−２で繰り返され、以下同様である。その技術を
述べる前に、格子エンコーダの動作を、第３図の符号化
ｖ．３２の信号配置３０２について簡単に説明する。
格子コードが設計されるとき、コード化（重複した）信
号配置は徐々に小さい部分集合に分割される。それは、
例えば、ｌ９８２年ｌ月のＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓ　ｏｎ　　Ｉｎｌ’ｏｒｍａｔｌｏｎ　Ｔｈｅ
ｏｒｙ　のＧ．υｎｇｅｒｂｏｅｃｋ著“多段／位相信
号をもつチャネル・コーディングで説明されている。説
明の目的上、第１の分割のみを考える必要がある。信号
配置３０２におけるこの分割は、例えば、３２点を、各
１６点を有し、且つ部分集合中の隣接点間の最短距離が
、非コード化配置３０１の隣接点間の最短距離と同じで
あるような、２つの部分集合ＡとＢに分けることができ
る。例えば、もし点３０５と３０７が部分集合Ａに属す
るとすると、点３０６と３０８は部分集合Ｂに属する。
ある与えられた記号周期中で、２つの部分集合ＡとＢの
どちらか１つのみを使用して、チャネルによって伝送さ
れねばならぬ記号を選ぶことができる。使用すべき部分
集合は、この記号周期中のエンコーダのいわゆる状態に
よって決められる。与えられた記号周期中の１つの状態
から、次の記号周期中の他の状態への移行は、任意では
なく、選ばれた畳み込みエンコーダによって決められる
。受信機２０３に戻って、格子デコーダ２１６−１が、
減算器２１２からスイッチ２１５を介して新しい入力サ
ンプルを受信したと仮定する。格子デコーダ２１６−１
は状態移行の許された全てのシーケンスを監視すること
ができ、入力サンプルの十分長い記号列を処理すること
によって各シーケンスに有望な距離を付与することがで
きる。この様にして、それは、新しく受信したサンプル
は部分集合ＡかＢかのどちらに属すのがより好ましいか
を決めることができる。
格子デコーダ２１６−１は、次に、この情報を点線２１
９を介してスマート・スライサ２１３へ送り、スマート
・スライサ２１３は、デコーダ２１６−１から受信した
情報によって、部分集合ＡかＢかのどちらかの基準点に
関してスライスする。
もし、スマート・スライサ２１３によって使われた状態
情報が常に正しければ、その性能（エラーを生じる確率
）は、非コード化信号配置３０１を操作する、より単純
化された“おし（ｄｕｍｂ）″のスライサの性能と同じ
である。実際には多少の性能低下が観察されるが、スマ
ート・スライサはコード化配置３０２を操作するときは
、常におし（ｄｕｍｎ）のスライサを性能的に凌いでい
る。
その技術が音声帯域モデムに使われるときは、第２図に
示される大部分のモデム機能に関する場合のように、ス
マート◆スライサはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）によって実行されるプログラムのサブルーチンとして
便利に使用できる。
本発明の幾つかの実施例について述べたが、当業者であ
れば本発明に従う上記以外の装置構戊を、容易に理解す
るであろう。例えば、本発明の前記実施例においては、
別々に機能する要素に関して述べたが、これらの要素の
１つ又はそれ以上の機能を、１つ又はそれ以上のより適
切にプログラムされた凡用プロセッサ、又は専用集積回
路、又はディジタル信号プロセッサ、又はこれらの装置
のアナログ若しくはハイブリッドの対応要素によって提
供可能である。例えば、上記においては、本発明を、特
別な２次元信号配置に適用した実施例に関して述べたが
、本発明は、他の２次元信号配置にも適用可能である。
事実、本発明は、２次元以外の信号配置にも適用可能で
ある。又、エンコーダ２０４とデコーダ２１８において
、リード・ソロモン・エラー訂正コードを実行したが、
エラー・ビットのバーストを訂正する他のタイプのコー
ドも使用できる。
更に、開示された実施例では、エンコーダ２０６−ｉと
記号マツピッング装置２０８が、格子デコーダとして動
作し、デコーダ２１６−Ｌが格子デコーダとして動作す
る一方、各エンコーダ２０６−ｉは、格子エンコーダを
構成しないように、しかしその代わり、ブロック又は畳
み込みエンコーダを構成するように、記号マツピッング
装置とは独立して動作可能である。そのような適用にお
いては、各デコーダ２１６〜ｉは、ブロック又は畳み込
みデコーダとして動作する。
最後に、本発明は、音声帯域に限定されず、高品位テレ
ビジョン・システムを含むいかなる通信へも実質的に使
用可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、エラー訂正付き、又はエラー訂正無しの線形
等化器を使用した従来通信ンステムを示す図、　第２図
は、本発明を用いた通信システムの実施例を示す図、 第３図は、本発明を理解するために何用な信号配置を示
す図である。 出　願　人：アメリカン　テレフォン　アンドコーテ二
′冫フ゛湊ヒＶの ７６、邑信号旨と置 ｔＤ１ ３２息信号配置

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）出力を有する判定フィードバック等化器（例えば
    、２１０）、 前記判定フィードバック等化器に接続された複数のデコ
    ーダ（例えば、２１６−１…２１６−Ｍ）前記複数のデ
    コーダ間で、前記判定フィードバック等化器の出力から
    のデータをインタリーブする手段（例えば、２１５）、 を有することを特徴とする通信システム用受信機。
  2. （２）前記デコーダの各々は格子デコーダであることを
    特徴とする請求項１に記載の通信システム用受信機。
  3. （３）更に、前記複数のデコーダの各々のデコーダの出
    力を循環式に受信する手段（例えば、２１７）を含むこ
    とを特徴とする請求項１に記載の通信システム用受信機
    。
  4. （４）更に、前記第１デコーダと異なったコーディング
    方法を用いる第２デコーダ（例えば、２１８）を含み、
    前記第２デコーダは前記インタリーブ手段の出力に接続
    されていることを特徴とする請求項１に記載の通信シス
    テム用受信機。
  5. （５）前記第２デコーダは、リード・ソロモン・デコー
    ディングを用いることを特徴とする請求項４に記載の通
    信システム用受信機。
  6. （６）前記判定フィードバック等化器は、判定をし、そ
    の判定をするために前記複数のデコーダから受信した情
    報を用いるスライサ（例えば、２１３）を含むことを特
    徴とする請求項１に記載の通信システム用受信機。
  7. （７）データを、出力を有する判定フィードバック等化
    器に結合するステップ、及び 複数のデコーダ間において前記出力で前記データをイン
    タリーブするステップ、 を有することを特徴とする通信システム用データ回復方
    法。
  8. （８）更に、前記複数のデコーダの各々の出力を、前記
    複数のデコーダとは異なるデコーディング処理を用いる
    第２のデコーダに結合するステップを含むことを特徴と
    する請求項７に記載の通信システム用データ回復方法。
  9. （９）前記デコーディング処理は、リード・ソロモン・
    デコーディングであることを特徴とする請求項８に記載
    の通信システム用データ回復方法。
  10. （１０）第１コーディング方法を用いてデータ記号をコ
    ーディングする第１エンコーダ（例えば、２０４）、 前記第１エンコーダとは異なる第２コーディング方法を
    用いて、前記第１エンコーダより出力されたデータ記号
    を更にコーディングする複数の第２エンコーダ（例えば
    ２０６−１…２０６−Ｍ）、及び 前記複数の第２エンコーダ間で前記第１エンコーダの出
    力をインタリーブする手段（例えば、２０５）を有する
    ことを特徴とする通信システム用送信機。
  11. （１１）更に、前記複数の第２エンコーダの出力を、伝
    送チャネルへ、循環式に結合する手段（例えば、２０７
    ）を含むことを特徴とする請求項１０に記載の通信シス
    テム用送信機。
  12. （１２）前記第１エンコーダは、リード・ソロモン・コ
    ーディングを用いることを特徴とする請求項１０に記載
    の通信システム用送信機。
  13. （１３）前記複数の第２エンコーダの各々は、格子コー
    ダであることを特徴とする請求項１０に記載の通信シス
    テム用送信機。
  14. （１４）送信機（例えば、２０１）は、複数のコーダ（
    例えば、２０６−１…２０６−Ｍ）、前記複数のコーダ
    間で伝送される記号をインタリーブする手段（例えば、
    ２０５）、伝送チャネルを経て前記コーダの出力を結合
    する手段（例えば、２０７−２０９）を含み、かつ 受信機（例えば、２０３）は、判定フィードバック等化
    器（例えば、２１０）、前記判定フィードバック等化器
    に接続された複数のデコーダ（例えば、２１６−１…２
    １６−Ｍ）、及び、前記複数のデコーダ間で前記判定フ
    ィードバック等化器の出力からのデータをインタリーブ
    する手段（例えば、２１５）を含むことを特徴とする通
    信システム。
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