KR100262426B1 - 송신기 장치, 수신기 장치 및 다레벨 코드화 변조 방법 - Google Patents

송신기 장치, 수신기 장치 및 다레벨 코드화 변조 방법 Download PDF

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Abstract

다레벨 코드화 변조 체계의 트렐리스는 ((112)에서) 입력 데이타의 일부를 인코드한다. 그리고, 그 결과로 생기는 코드화된 스트림은 ((120)에서) 사전 결정된 신호 콘스텔레이션의 사전 결정된 수의 심볼들의 서브세트들중의 특정한 것을 식별하는데 사용된다. 나머지 입력 데이타는 (114)에서 리드 솔로몬(RS) 코드를 사용하여 코드화되며, 그 출력은 식별된 서브세트로부터 전송용의 특정 심볼을 선택하는데 사용된다. 위상 충돌(phase hits) 및 또다른 채널 현상(phenomena) 때문에 수신된 신호 포인트(points)가 전송된 신호 포인트로부터 위상 회전(phase-rotated)될 수도 있는 애플리케이션에 있어서, 전체 코드화 변조 체계에 다른 여러 코딩이 포함된다. 또다른 실시예에서는, 여러 다른 인코딩/디코딩 (encoding/decoding) 및 RS 인코딩/디코딩은 여러 다른 순서로 행해진다. 이러한 한 실시예에서, 중첩된 다레벨 코드들은 다레벨 코딩 방식을 취함으로서 제공되는 장점들을 유지하는데 사용된다(제1도).

Description

송신기 장치, 수신기 장치 및 다레벨 코드화 변조 방법
제1도는 본 발명의 원리를 구체화하는 다레벨 코드화 변조 체계를 사용하는 전화 음성 대역 모뎀의 송신기 부분의 블럭도.
제2도는 제1도의 송신기에 의해 발생된 데이타 신호들을 수신 및 처리할 수 있는 전화 음성 대역 모뎀의 수신기 부분의 블럭도.
제3도는 통상적인 전문용어 및 개념을 이해하는데 도움이 되는 도면.
제4도는 그 자체 또는 보다 높은 차원의 성분, 예를 들면, 4차원 콘스텔레이션으로서 제1도의 송신기에 사용될 수도 있는 2차원 콘스텔레이션을 도시한 도면.
제5도는 예시적인 실시예에서 사용된 4차원 콘스텔레이션이 어떻게 8개의 서브세트들로 분할되는 가를 도시한 도면.
제6도는 본 발명의 원리를 구현하는 다레벨 코드화 변조 체계들을 포함하는 여러 가지 코드화 변조 체계들을 비교한 테이블.
제7도는 제1도의 송신기의 리드 솔로몬 인코더용으로 사용되는 프레임구성을 도시한 도면.
제8도는 제1도의 송신기의 트렐리스 인코더에 의해 사용된 특정 트렐리스 코드를 구현하는 회로를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
101 : 데이타 소스 104 : 스크램블러
105 : S/P 변환기 120 : 64-QAM 콘스텔레이션 맵퍼
본 발명은 음성대역 데이타 전송(voiceband data transmission) 애플리케이션(예를 들면, 모뎀)에 유용한 다레벨 코드화 변조(multilevel coded modulation)에 관한 것이다.
본 명세서에 사용되는 "다레벨 코드화 변조"라는 용어는 입력 데이타가 각각의 종복 코드들(redundancy codes)의 사용에 의해 제각기 코드화되는 (encoded) 두개이상의 스트림(streams)으로 분할되는 배열 방식을 말한다. 코드화된 출력들 (coded outputs)은 공통적으로 음성대역 전화 채널(telephone channel)과 같은 통신 채널을 통한 전송을 위해 사전 선택된 신호 콘스텔레이션(constellation)으로부터 채널 심볼들(symbols)을 선택하기 위해 사용된다. 다레벨 코드화 변조 방식을 채택한 경우의 주요 장점은, 코드 복잡도 및 디코딩(decoding) 지연에 대한 제약요건을 충족시키는 동시에, 원하는 수준의 에러율 성능(error-rate performance) 또는 "코딩 이득(coding gain)"을 제공하는 코딩 체계를 설계함에 있어 스스템 설계자에게 보다 큰 융통성을 제공한다는 것이다.
다레벨 코드를 기술하는 논문의 예로서는, IEEE Globecom의 1989년 회보지 pp. 1971-5에 게재된 에이. 우시로카와(A. Ushirokawa)등의 "Multilevel Codes for High-Speed Voiceband Data Modem"과, IEEE 정보 이론 학회에 의한 1990년 국제 정보 이론 심포지움의 논문 요약지 p.110에 게재된 제이. 우(J. Wu) 등의 "Multi-Level Multidimensional Trellis Codes"와, 정보 이론에 관한 IEEE Transactions의 Vol. 35, No. 1, January, 1989, pp. 87-98에 게재된 포티(Pottie)등의 "Multilevel Codes Based on Partitioning"등을 들 수 있다.
본 발명에 따르면, 이러한 타입의 중복 코드들중 두개의 특정 조합(combination)을 사용하는 다레벨 코드화 변조 체계가 특히 바람직함을 알았다. 특히, 본 명세서에서 "트렐리스 코드화 비트(trellis-encoded bits)"로 지칭되는 입력 데이타의 제1부분은 트렐리스 코드화되며, 그 결과로 생겨나는 코드화된 스트림은 연속적인 심볼 간격들의 각각에 대해, 사전결정된 콘스텔레이션의 사전결정된 수의 심볼 서브세트들(subsets)중 특정으 서브세트를 식별하기 위해 사용된다. "비 트렐리스 코드화 비트(non-trellis-encoded bits)"로 지칭되는 나머지 입력 데이타는 리드 솔로몬(RS) 코드를 사용함으로써 코드화되며, 그 출력은 식별된 서브세트(subset)로부터 전송용의 특정 심볼을 선택하는데 사용된다. 바람직한 것은, RS 코드가 고율(즉, 낮은 중복성의, 높은 대역폭 효율) 코드인 경우에도 큰 코딩 이득이 어어질 수 있다는 것이다.
바람직한 실시예에서는 직사각형 래티스(lattice)를 기본으로 한 2N 차원 콘스텔레이션(N=1, 2, 4, 8 ···)을 사용한다. 이 콘스텔레이션은 4N개의 서브세트로 분할된다. 트렐리스 코드의 상태 수는 트렐리스 코드화 비트에 대한 소정의 에러율 성능을 기초로 해서 선택된다. 비 트렐리스 코드화 비트들의 에러율 성능은, 그 비트들이 전혀 코드화되지 않은 경우, 전형적으로 트렐리스 코드화 비트들에 대한 것보다 더 악화되어, 전체 코딩 이득과 같은 코딩 체계의 에러율 성능은 전체적으로 비 트렐리스 코드화 비트들의 에러율 성능에 의해 결정되거나 좌우된다. 그러나, RS 부호기(coder)에 의해서 구현된 코드는 비 트렐리스 코드화 비트들의 에러율 성능을 적어도 트렐리스 코드화 비트에 대해 제공된 만큼 큰 수준으로 증가시킴으로써 코딩 체계의 전체 에러율 성능을, 트렐리스 코드가 트렐리스 코드화 비트들에 대해 제공하는 것만큼 향상시킨다. 바람직한 것은 이러한 목적을 달성하는데 매우 간단한 고율 RS 코드가 사용될 수 있다는 것이다.
본 발명자는 두개의 특정 다레벨 코드화 변조 체계가 특히 유리하다는 것을 알았다. 그들중 하나는 8개의 4D 서브세트로 분할된 4차원(4D) 콘스텔레이션과, 4D의 64-상태 트렐리스 코드와, 단일 에러 정정 RS 코드를 사용하며, 나머지 하나는 4개의 2D 서브세트로 분할된 2차원(2D) 콘스텔레이션과, 2D의 64-상태 트렐리스 코드와, 이중 에러 정정 RS 코드를 사용한다. 이들 체계는 모두 현재 관심대상으로 되는 두 애플리케이션에 특히 유리하게 사용될 수 있다. 이들 두 애플리케이션 중 하나는 약 19.2Kbps의 속도로 다이얼 업(dial-up) 전화 채널을 통해 데이타를 전송하는 것이고, 또다른 하나는 알. 디이. 지틀린(R. D. Gitlin)등에게 1990년 5월 9일자로 특허허여된 미국 특허 제 4,924,492호에 일반적으로 기술된 바와 같이, 소위 전화 가입자 로컬 루프(telephone subscrber local loop)를 통해 1,544Mbps의 T1 속도로 데이타를 전송하는 것이다.
본 발명은 매우 많은 장점을 제공한다. 예를 들면, RS 코드는 소정 수준의 전체 에러율 성능 및 코딩 이득을 달성하는 데 있어 거의 중복성을 필요로 하지 않으며, 대역폭 효율(심볼당 비트수)은 비 트렐리스 코드화 비트가 전혀 코드화되지 않는 시스템의 효율에 접근할 수 있으며, 소정 크기(magnitude)의 임펄스 노이즈로 인한 에러가 정정될 수 있으며; 여러 가지 다른 비트율의 데이타 전송이 쉽게 수용되며, 그리고 채널 임펄스 잡음(channel impulse noise) 및 상관 잡음(correlated noise)에 대한 면역성을 높이기 위해 전송용으로 선택된 다레벨 코드화 심볼들이 삽입(interleave)될 수 있다.
제1도는 본 발명의 원리를 구현하는 다레벨 코드화 변조 체계를 이용한 전화 음성대역 모뎀(modem)의 송신기 부분에 대한 블럭도이다. 전체적으로 볼때, 퍼스널 컴퓨터(personal domputer)와 같은 데이타 소스(data source)(101) 로부터의 2진 데이타는 사전 결정된 2N 차원 신호 콘스텔레이션(2N dimensional signal constellation)으로부터 취해진 2N 차원 심볼들로 표현되며, 이 심볼들은 음성대역 전화 채널(150)을 통한 전송을 위해 캐리어(carrier)상에서 변조된다.
제3도를 참조하면, 이 도면은 본 기술분야에서 통상 사용되는 몇몇 전문용어와 개념들(concepts)을 이해하는데 유용할 것이다.
전술한 각각의 심볼들은 연속적인 N성분의 2차원(2D) "신호 포인트(signal points)"(N=1,2,3...)로 구성된다. 이러한 각각의 신호 포인트는, 소위 QAM 콘스텔레이션으로서 제3도에 예시적으로 도시된 사전 결정된 2D 콘스텔레이션내의 하나의 포인트이다(2D 콘스텔레이션내의 신호 포인트들의 수는 애플리케이션의 필요에 따라 좌우된다). 2N 차원 심볼은 구간 T의 N "신호 구간(signaling intervals)" 동안 각 신호 구간마다 하나의 신호 포인트씩 전송 채널로 전달된다. 어느 특정 코드화 변조 체계에 사용된 여러 다른 모든 2N 차원 심볼들의 집합(assemblage)은 "2N 차원 콘스텔레이션"이라 칭한다.
제1도에 예시된 실시예에서, N의 값은 2이다. 즉, 신호 콘스텔레이션은 각 4D 심볼 간격의 제1 및 제2 신호 구간에서 각기 제1 및 제2의 2D 신호 콘스텔레이션들로부터 취한 심볼들로 구성된 4차원(4D) 콘스텔레이션이다. 예시한 바와 같이, 동일한 2D 콘스텔레이션이 상기한 두 신호 구간에 대해 사용된다. 특히, 2D 콘스텔레이션은 예시된 바와 같이 제4도에 도시된 64 신호 포인트(64 포인트) QAM 콘스텔레이션이다. 또한, 두개의 2D 신호 포인트들의 모든 가능한 조합이 이 실시예에서 사용되므로, 4D 콘스텔레이션은 642=4096개의 4D 심볼들로 구성된다.
제1도를 다시 참조하면, 소스(101)로부터의 비트 스트림은 4D 심볼 간격당 10.8875 비트의 평균 속도로 스크램블러(scrambler)(104)로 클럭(clock)된다(이러한 속도의 중요성은 후술하는 바로부터 명확하게 될 것이다). 스크램블러(104)는 종래의 방식으로 데이타를 랜덤화(ramdomize)한다. 스크램블러(104)의 직렬 비트 스트림 출력은 직렬/병렬(S/P) 변환기(105)에 인가되며, S/P 변환기는 각각의 4D 심볼 간격 동안 리드(108/109)를 통해 11-비트 출력 워드(words)를 제공한다(문맥으로부터 명백한 바와 같이, 리드(108) 또는 리드(109)와 같이 본 명세서에 도시되고 기술된 여러 다른 리드들은 제각기 각각의 비트를 반송(carries)하는 리드 다발로서 이해 될 것이다). 특히, 비트들중의 두 비트는 리드(108)상에 제공되고 나머지 9 비트는 리드(109)상에 제공된다. 상세히 후술하는 바와 같이, S/P 변환기(105)는 때때로 리드(109)상에는 어떤 비트도 제공하지 않고 리드(108)상에만 2비트를 제공할 것이다.
리드(108/109)상의 비트 스트림은 4D의 64-상태 트렐리스 인코더(112) 및 레이트(rate)-158/160 리드 솔로몬(이하, RS로 지칭함) 인코더(114)로 구성된 인코더(11)에 인가된다. 특히, 연속적인 비트쌍(bit pairs)을 포함하는 리드(108)상의 비트 스트림은 크렐리스 인코더(112)에 제공되며, 인코더(112)의 리드(113)상의 출력은 3비트를 포함한다.
이들 3 비트는 4D 콘스텔레이션의 8개의 사전 결정된 4096 4D 심볼 서브세트중 하나를 식별한다. 심볼들은 다음의 표준 방법으로 서브세트에 할당된다. 즉, 전체 4D 콘스텔레이션의 두개의 2D성분 콘스텔레이션은 제각기 4개의 2D 서브세트(a, b, c 및 d로 표시됨)로 분할된다. 제3도는 참조 문자에 의해 4개의 2D 서브 세트들중의 어떤 것에 각각의 2D 포인트(points)가 할당되는 가를 나타낸다. 전체 4D 콘스텔레이션의 8개의 서브세트는 제5도에 도시된 바와 같이 이루어진다. 특히, 4D 서브세트 S0은 제1 및 제2 성분 2D 신호 포인트가 2D 서브세트 a 또는 2D 서브세트 b로부터 취해지는 각각의 4D 심볼로 구성된다. 이 신호 포인트의 조합들은 "4D 형(type)"으로 각각 지칭된(a, a) 및 (b, b)에 의해 제5도에 도시되어 있다.
S1 내지 S7의 나머지 각각의 4D 서브세트는 제5도에 도시된 바와 같이 2D 서브세트를 조합함으로서 또한 구성된다. 따라서, 또다른 예로서, 4D 서브세트 S3은 제1 및 제2 성분 2D 신호 포인트들이 2D 서브세트 a 및 d(4D 형(a, d)) 또는 2D 서브세트 b 및 c(4D 형(b, c))로부터 취해지는 각각의 4D 심볼로 구성된다. 전체 4096개의 4D 심볼과 8개의 서브세트가 있기 때문에, 각각의 4D 서브세트는 512개의 4D 심볼들을 포함한다.
종래의 트렐리스 코드화 변조(TCM) 체계에서, 리드(109)상에서 제공된 비트들은 리드(113)상의 비트에 의해 식별된 4D 서브세트로부터 전송용의 특정 심볼을 선택하기 위해 사용되는 수위 "비코드화(uncoded)" 비트들이다. 따라서, 종래의 TCM 체계에서, 리드(109)상의 각각의 9-비트 워드는 식별된 4D 서브세트의 29=512개의 4D 심볼들중 하나를 선택하기 위해 사용된다.
그러나, 본 발명에 따르면, 리드(109)상의 비트 스트림은 직접 심볼을 선택하는데 사용되지 않는다. 오히려, 이들 비트는 RS 인코더(114)에 의해서 먼저 부호화 되어 RS 인코더(114)로부터 출력된다. 이 출력은 여전히 9-비트 워드의 형태를 취하며, 이 출력은 식별된 서브세트로부터 특정 심볼을 선택하기 위해 이용된다. 따라서, 전체 코딩 체계는 입력 비트가 다레벨(본 실시예의 경우, 2 레벨)이 코드화된다는 점에서 "다레벨 코드화 변조(multilevel coded modulation)" 체계이다. 구체적으로 말해서, 몇몇 비트들은 트렐리스 코드화되고, 나머지, 소위 "비 트렐리스 코드화" 비트들은 리드 솔로몬 코드화된다.
RS 인코더(114)는 알려진 형태의 통상적인 GF(29)상의 레이트-K/K+2의 시스템 인코더이다(여기서, K=158). 리드 솔로몬 코딩과 디코딩은, 예를 들면, 마이클슨(Michelson)등의 "Error Control Techniques for Digital Commuincation", Chapter 6, John Wiley and Sons, 1985 에 기술되어 있다. 이와 같은 인코더(114)는 그것의 출력을 RS 프레임으로 제공한다. 제7도에 도시한 바와 같이, 각각의 RS 프레임은 리드(115)상의 160(즉, K+2)개의 9-비트 RS 워드로 구성된다. RS 코드가 시스템 코드이므로, 프레임의 최초 K=158 워드는 리드(109)로부터의 연속적인 158개 입력 워드이다. 이것들은 본 명세서에서 "정보 함유 워드(information-bearing words)"라 칭한다. 160개 워드 프레임의 최종 2개 워드는 선택된 RS 코드에 따라 최초의 158개 워드의 값들에 응답하여 발생된 소위 "중복 워드(redundant words)"이다. 160개 워드의 전체 프레임이 수신기(receiver)에서 처음 복원될 때, 이들 두개의 중복 워드들의 존재는 160개 워드중 어떤 단일의 잘못 복원된 하나 또는 두개의 삭제된 것들에 대한 식별 및 수정을 가능하게 만든다. 따라서, 이러한 특정 RS 코드는 단일 에러 정정 RS 코드라 칭한다. RS 인코더(114)의 동작은 프레임을 이루는 상기 각각의 최초의 연속적인 158개의 4D 심볼 간격에는 9-비트 워드가 리드(109)상에 제공되며 나머지 두개의 4D 심볼 간격에는 어떠한 비트들도 제공되지 않는 그러한 방식으로 S/P 변환기(105)에 동기화된다.
상술한 바와 같이, 각각의 160개의 4D 심볼 간격들에 대해 3 비트가 리드(113)상에 제공된다. 따라서, 각각의 4D 심볼 간격에 대해 12비트가 리드(113)와 리드(153)상에 제공되며, 이들 비트중 3 비트(리드(113))는 4D 서브세트를 식별하고 나머지 9 비트(리드(115))는 그 서브세트의 특정 심볼을 선택한다. 이들 비트는 4D의 64-QAM 콘스텔레이션 맵퍼(mapper)(120)에 제공되며, 4D의 64-QAM 콘스텔레이션 맵퍼(120)는 선택된 4D 심볼의 두개의 성분 2D 신호 포인트의 표현(예, x와 y좌표)을 출력한다. 이들 표현은 통상의 변조기(141)에 인가되며, 변조기(141)는 이들 2D 신호 포인트를 표현하는 대역 통과(passband) 데이타 신호를 채널(150)에 인가한다.
상기한 바와 같이, 데이타 소스(101)를 클럭킹하여 4D 심볼 간격당 10.8875비트의 평균 속도로 데이타를 제공하는 이유를 이제 알 수 있을 것이다. 콘스텔레이션의 4096개 4D 심볼들중에서 특정 심볼을 선택하는데 필요한 12비트들중에서, 하나의 중복 비트는 트렐리스 인코더에 의해 도입되고, 0.1125(=9 비트 x 2/160)비트들, 즉, 두개의 중복 워드의 비트들의 평균은 RS 인코더에 의해 도입된다.
그 결과, 소스(101)에 대한 데이타율은 4D 심볼 간격당(12-1-0.1125)=10.8875 비트가 필요하다.
이제, 제2도의 수신기를 참조한다.
수신기는 제1도의 송신기에 의해 발생된 대역 통과 데이타 신호를 채널(150)으로부터 수신한다. 이 신호는 통상의 방식으로 신호 포인트들의 시퀀스(sequence)를 복원하는 이퀄라이저/복조기(equalizer/demodulator) 회로(210)에 인가되고, 리드(211)를 통해 디코더(22), 특히, 최대 가능성 디코더(220)에 제공된다. 회로(210)가 완전히 보상할 수 없는 왜곡(distortion) 및 또다른 채널 이상 현상(anomalies) 때문에, 리드(211)상의 신호 포인트는 전송된 2D 신호 포인트들로부터 2D 신호 공간(space)에서 다소변위된다. 그 이름이 암시하는 바와 같이, 최대 가능성 디코더(220)의 기능은 a) 실제로 전송된 4D 심볼들중 가장 가능성 있는 시퀀스가 어떤 것인지를, 트렐리스 인코더(112)에 의해 사용된 트렐리스 코드의 지식(knowledgs)을 기초로 해서 결정하고, b) 리드(221) 및 리드(222)상에, 이들 4D 심볼들 즉, 송신기의 리드(108) 및 리드(115)상의 비트에 각각 대응하는 11 비트를 제공하는 것이다.
제2도의 수신기에서 수행되는 프로세싱(processing)의 나머지는 송신기에서 수행되는 프로세싱과는 반대(inverse)이다. 따라서, 특히, 디코더(22)내의 RS 디코더(230)는 리드(222)상의 160개 9-비트 워드의 각 수신 프레임에 작용하여 158개 정보 함유 9-비트 워드를 복원한다. 상술한 바와 같이, 특히, 디코더는 최대 가능성 디코더(220)에 의해 제공된, 에러에 의해 파괴된(error-corrupted) 단일 9-비트 워드 또는 두개의 삭제된 워드를 식별하고 수정할 수 있다. 158개의 정정된 정보 함유 워드들의 스트림은 RS 디코더(230)에 의해 리드(232) 상에 제공된다. 그리고 나서, 리드(221) 및 리드(232)상의 11 비트는 병렬-직렬(P/S) 변환기(270)에 의해 직렬 형태로 변환되고, 디스크램블러(286)에 의해 디스크램블되고, 가령, 메인 프레임 컴퓨터(mainframe computer)일 수 있는 데이타 싱크(sink)(290)에 인가된다.
본 발명의 장점은 다음을 고려하면 이해할 수 있다.
소정의 트렐리스 코드가 단일 레벨(unilevel) 코드화 변조 체계 즉, 비 트렐리스 코드화 비트가 전혀 코드화되지 않는 체계에 사용되는 경우, 트렐리스 코드화 및 비 트렐리스 코드화 비트에 대해서 각각 특정한 수준의 에러율 성능을 제공한다. 관심대상인 여러 트렐리스 코드에 대해서, 비 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능은 트렐리스 코드화 비트에 대한 것보다 더 나쁘다. 따라서, 전체적인 코딩 체계의 에러율 성능, 즉, 전체 코딩 이득은 비 트렐리스 코드화 비트 에러율 성능에 의해 결정되거나 좌우된다. 특히, 비 트렐리스 코드화 비트에 대한 에러율 성능은 서브세트내의 심볼들간의 최소 유클리드 거리(Euclidean distance)의 함수이다.
본 기술분야에서 통상의 지식을 가진자라면 이해하듯이, 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능은 기본적으로 4D 서브세트의 여러 다른 유효 시퀀스로부터 각기 선택된 4D 심볼들의 여러 다른 유효 시퀀스들사이의 최소 유클리드 거리에 의해 결정되며, 그 거리는 본 명세서에서 "트렐리스 거리(trellis distance)"라 칭한다. ("유효(valid)" 시퀀스는 트렐리스 코드에 의해 허용되어 실제로 발생되는 시퀀스이다). 반대로, 비 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능은 기본적으로 a) 보다 더 작은 트렐리스 거리에 의해 결정되거나, b) 본 명세서에서 "비 트렐리스 거리"라 칭하는 4D 서브세트의 유효 시퀀스로부터 각기 선택된 4D 심볼들의 여러 다른 유효 시퀀스들 사이의 보다 더 작은 최소 유클리드 거리에 의해 결정된다.
만일 전체 에러율 성능이 소정의 애플리케이션에 대해 적합하지 않거나 허용될 수 없다면, 선행 기술의 방식은 콘스텔레이션을 보다 많은 수의 서브세트들로 분할하려고 할 것이다. 따라서, 서브세트당 심볼들의 수가 보다 더 작아지기 때문에, 심볼들간의 거리가 증가되며, 전형적으로 그 증가는 전체 에러율 성능이 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능에 의해 좌우되는 방식으로 행해진다. 따라서, 전체 에러율 성능이 증대된다. 그러나, 이를 위해 지불되는 비용이 증가하게 된다. 서브세트들의 수가 증가함에 따라, 트렐리스 인코드는 코드를 구현하는 유한 상태 머신(finite-state machine)의 트렐리스 상태의 수를 증가시킬 필요가 있다. 최대 가능성 디코더의 복잡도(complexity)는 대략 서브세트의 수 및 트렐리스 상태들의 수의 곱에 비례한다. 따라서, 최대 가능성 디코더의 복잡도는 급속히 증가된다. 실제로, 그 복잡도는 코딩 체계를 실제로 구현하거나 합리적인 비용으로 구현할 수 없을 정도까지 증가될 수도 있다.
반대로, 본 발명은 비 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능을 증가시키기 위한 메카니즘으로서 서브세트의 수를 증가시키는 것이 아니라 전술한 리드 솔로몬 인코딩을 사용한다. 실제로, 비 트렐리스 거리를 트렐리스 거리 보다 더 길게 증가시킴으로써, 전체 에러율 성능이 트렐리스 코드에 의해서 트렐리스 코드화 비트에 제공되는 에러율 성능에 좌우될 수 있게 하는 낮은 복잡도의 RS 코드가 이용가능하다. 따라서, 트렐리스에 의해 제공되는 에러율 성능은 전체 코딩 체계에 대한 에러율 성능이 증가되게 한다. 최초 거리에서 동일한 트렐리스 코드가 사용된다고 가정하면, 최대 가능성 디코더의 복잡도는 바람직하게도 그대로 유지된다. 더욱이 상개 기술되고 예시된 실시예에서 사용된 바와 같은 단일 에러 정정 RS 코드는 대역 폭(band width)이 아주 효율적이다. 전술한 실시예에서, 예를 들면, RS 코드에 의해서 초래된 "오버헤드(overhead)"는 단지 전술한 바와 같이, 4D 심볼당 0.1125 비트에 불과하다.
트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능이 현재 지배적이므로, 이시점에서, 원한다면 더 많은 상태(states)를 가지더라도 서브세트의 수를 증가시킬 필요가 없는 트렐리스 코드를 사용함으로써 보다 더 우수한 수준의 전체 에러율 성능을 달성할 수 있다. 따라서, 전체 효과는 최대 가능성 디코더의 복잡도를 비교적 적절히 증가시키면서 전체 에러율 성능을 향상시킨다.
전술한 것은 제6도의 테이블에 예시되어 있다. 테이블에서 변조 체계 III를 "베이스라인(baseline)"으로서 취한다. 이 체계는 전술한 바와 같이 8개의 서브 세트로 분할된 4096 심볼의 4D 콘스텔레이션을 기본으로 한다. 이 테이블에 도시한 바와 같이, 이 체계는 a) 엘. 웨이(L. Wei)의 "Trellis Coded Modulation With Multidimensional Constellations", IEEE Transactions on Information Theory, July, 1987에 개시된, 트렐리스 코드화 비트에 대한 4D의 16-상태 트렐리스 코드를 사용하고, b) 나머지 비 트렐리스 코드화 비트에 대해서는 어떠한 코딩도 없다. 이러한 체계에서, 비 트렐리스 코드화 비트는 에러율 성능을 좌우한다.
다음, 변조 체계 II 는 본 발명의 원리를 구현한다. 이 체계는 체계 III과 동일한 콘스텔레이션, 동일한 분할 및 동일한 트렐리스 코드를 사용한다. 그러나, 비 트렐리스 코드화 비트는 전술한 레이트-158/160 RS 코드와 같은 단일 에러 정정 RS 코드를 사용하여 부호화된다. 전술한 바와 같이, 테이블은 유력한 에러 요인(diminant error factor)이 트렐리스 코드화 비트임을 나타낸다. 테이블 왼쪽에 화살표로 도시된 바와 같이, 이 체계의 전체 에러율 성능은 체계 III의 것보다 더 우수하다.
테이블의 상부에 있는 변조 체계 I은 또한 본 발명의 원리를 구현한 것이나, 이 체계는 보다 강력한 트렐리스 코드를 사용한다. 구체적으로, 그 코드는 바람직하게, 동일한 4D 콘스텔레이션을 동일한 8개의 서브세트로 분할하는 것을 기초로 하는 4D의 64-상태 트렐리스 코드이다. 전체 에러율 성능은 또한 이 코드가 트렐리스 코드화 비트에 대해 제공하는 증가된 에러율 성능에 의해 향상된다. 이러한 경우, 트렐리스 거리는 비 트렐리스 거리 보다 더 길지 않기 때문에, 트렐리스 코드화 비트의 에러율 성능이 여전히 지배적으로 된다.
체계 I에 대해, 트렐리스 인코더(112)에 의해 사용되는 트렐리스 코드는 제8도의 회로에 의해 구현된다. 제8도에서 "2T"로 표기한 각각의 요소들은 2T초 즉, 4D 심볼 간격의 지속 기간(duration) 만큼 입력을 지연시키는 지연소자이다. "+"로 표기한 요소들은 배타적-OR(exclusive-OR) 게이트이다. 이것은 "시스템"코드이므로, 리드(113)상의 3개의 출력 비트중 두개는 단순히 리드(108)로부터의 두개의 입력비트로 된다. 제3의 출력 비트는 두개의 입력 비트 및 이들의 지연된 성분에 응답하여 도시된 회로에 의해서 발생된다. 전술한 바와 같이, 리드(113)상의 3개의 출력 비트는 8개의 4D 서브세트들(S0, S1,...,S7)중의 하나를 식별한다. 특히, 3개의 출력 비트(상위 비트, 중위 비트 및 하위 비트가 최상위 비트, 제2상위 비트 및 최하위 비트인)에 의해 구성된 2진 워드의 10진 값은 서브세트를 규정한다.
예를 들면, 리드(113)상에 나타나는 비트 패턴(bit pattern)(100)은 서브세트 S4를 식별하는데, 이는 2진값 100이 10진값 4와 같이 때문이다.
전술한 것은 단순히 본 발명의 원리를 예시한 것이다. 예를 들면, 특정 비트율, 코드, 콘스텔레이션 및 분할(patitionings)이 본 명세서에 예시되어 있고 특정 파라미터(parameter) 값들(예를 들면, N, k, 등등)이 사용되었지만, 이것들은 모두 단순히 예시적인 것이다. 예를 들면, 여러가지 다른 소스 비트율은 일반적으로, RS 및 트렐리스 코드의 인코딩/디코딩 알고리즘을 변화시킬 필요가 없거나 또는 RS 프레임 길이를 변화시킬 필요없이 a) 여러 다른 크기(비트의 수)의 RS 워드의 조합과 b) 여러가지 다른 콘스텔레이션 크기를 함께 사용함으로써 조정될 수 있다. 더우기, 2N 차원 콘스텔레이션은 예를 들면, 4D 콘스텔레이션이 4개의 1D 콘스텔레이션으로 구성될 수 있는 바와 같이, 임의의 저차원 콘스텔레이션으로 구성될 수 있다. 또한, 임의의 2N 차원 콘스텔레이션은 성분적으로 보다 저차원의 콘스텔레이션들로 분해될 수 없을 수도 있다. 더우기, 본 발명은 본 명세서에서 대역 통과 전송장치와 관련하여 예시하였으나, 베이스 밴드 장치(baseband arrangements)에도 사용될 수 있다.
더우기, 본 발명의 코드화 변조 체계를 이용하는 특정 애플리케이션을 개시하였으나, 본 발명은 다른 애플리케이션에도 마찬가지로 사용될 수 있다. 더우기, 본 발명은 개개의 기능 블럭, 예를 들면, 인코더, 맵퍼 등으로 구현되는 것으로 예시하였으나, 이들 블럭의 하나 이상의 기능들은 적절히 프로그램된 하나 이상의 프로세서(processors), 디지탈 신호 처리(DSP) 칩, 등을 사용하여 수행될 수도 있다. 따라서, 청구범위에서 언급되는 각각의 여러 "수단(means)"이 몇몇 실시예들에서, 특별히 그 수단의 기능을 수행하도록 설계된 특정한 회로에 대응하지만, 이러한 "수단"은, 또다른 실시예들에서, 회로가 문제의 기능을 수행케하는 저장된 프로그램 명령어(program instructions)와 프로세서 기반의 회로(processor-based circuitry)의 조합에 대응할 수도 있다.
따라서, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진자라면, 본 명세서에 명확히 도시되거나 기술되지는 않았지만, 본 발명의 정신과 범주내에 속하며 본 발명의 원리를 구현하는 여러가지 다양한 수많은 장치를 고안할 수 있을 것이다.

Claims (17)

  1. 제1 및 제2 중복 인코더(redundancy encoders)(112, 114)와, 제1 및 제2 데이타 스트림(streams)을 각각 상기 제1 및 제2 중복 인코더에 인가하는 수단(101, 104, 105)과, 상기 인코더들의 출력에 응답하여, 사전 결정된 신호 콘스텔레이션(signal constellation)으로부터 선택된 채널 심볼들(channel symbols)을 제공하되, 상기 신호 콘스텔레이션이 사전 결정된 거리 만큼 서로 분리된 채널 심볼들을 복수의 서브세트로 포함하는 맵핑 수단(120)을 포함하는 송신기 장치에 있어서, 상기 제1 및 제2 인코더는 각각 트렐리스 인코더(trellis encoder) 및 리드 솔로몬 인코더(Reed-Solomon encoder)이며, 상기 맵핑 수단은 (a)상기 트렐리스 인코더의 출력에 응답하여, 트렐리스 거리를 갖는, 상기 서브세트의 시퀀스를 식별하고, (b) 상기 리드 솔로몬 인코더의 출력에 응답하여, 상기 시퀀스의 각 서브세트로부터 채널 심볼을 선택하는 것을 특징으로 하는 송신기 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 맵핑 수단에 의해 제공된 채널 심볼들을 나타내는 대역 통과(passgand)신호를 발생하여 상기 대역 통과 신호를 전송 채널에 인가하기 위한 수단을 더 포함하는 송신기 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 맵핑 수단과 상기 트렐리스 인코더의 조합은 상기 제1 데이타 스트림에 대한 제1 특정 수준의 에러율 성능을 제공하고, 상기 맵핑 수단, 상기 트렐리스 인코더 및 상기 리드 솔로몬 인코더의 조합은 상기 제2 데이타 스트림에 대해 적어도 상기 제1 특정 수준의 에러율 성능 만큼 큰 제2 특정 수준의 에러율 성능을 제공하는 송신기 장치.
  4. 제1 및 제2 데이타 스트림들을 각각 트렐리스 인코더(112) 및 리드 솔로몬 인코더(114)에 인가함으로써 발생된 수신 신호를 처리하여 각각 제1 및 제2 인코더 출력 스트림을 제공하고, 직사각형 래티스에 기초하여 사전 결정된 2N 차원 신호 콘스텔레이션으로부터 선택되며 트렐리스 거리를 갖는 채널 심볼 시퀀스를 상기 발생 신호에 제공하되, N은 정수이며, 상기 신호 콘스텔레이션은 상기 트렐리스 거리보다 작은 사전 결정된 거리 만큼 분리되는 채널 심볼들을 복수의 서브세트들로 포함하며, 상기 채널 심볼들이 상기 제1 및 제2 인코더 출력 스트림에 응답하여 선택되는 수신기 장치에 있어서, 상기 수신된 신호로부터 (a) 상기 제1 데이타 스트림과 b) 상기 제2 인코더 출력 스트림을 복원하기 위한 최대 가능성 디코더(maximum likelihood decoder)를 포함하는 수단(220)과, 리드 솔로몬 디코더 수단(230)과, 상기 복원된 제2 인코더 출력 스트림을 상기 리드 솔로몬 디코더에 인가하여 상기 제2 데이타 스트림을 복원하는 수단(222)을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기 장치.
  5. 제1 및 제2 데이타 스트림들을 각각 트렐리스 인코더(112) 및 리드 솔로몬 인코더(114)에 인가하는 단계와, 상기 인코더들의 출력에 응답하여, 사전 결정된 신호 콘스텔레이션으로부터 선택된 채널 심볼들을 나타내는 출력 신호를 ((150)상에)발생시키는 단계를 포함하되, 상기 신호 콘스텔레이션이 사전 결정된 거리 만큼 분리된 채널 심볼들을 복수의 서브세트들로 포함하며, 상기 발생 단계는 상기 트렐리스 인코더의 출력에 응답하여, 트렐리스 거리를 갖는 상기 서브 세트들의 시퀀스를 식별하는 단계와, 상기 리드 솔로몬 인코더의 출력에 응답하여, 상기 시퀀스의 각각의 서브세트로부터 채널을 선택하는 단계를 포함하며, 상기 트렐리스 거리는 사전 결정된 거리를 초과하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 발생단계는, 상기 선택된 채널 심볼들을 나타내는 대역 통과 (passband) 신호를 상기 출력 신호로서 발생시키는 단계와, 상기 대역 통과 신호를 전송채널에 인가하는 단계를 포함하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 인가 단계 및 발생 단계의 조합은 상기 제1 데이타 스트림에 대해 제2 특정 수준의 에러율 성능을 제공하며, 상기 제2 데이타 스트림에 대해 적어도 상기 제1 특정 수준의 에러율 성능 만큼 큰 제2 특정 수준의 에러율 성능을 제공하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 콘스텔레이션은 직사각형 래티스에 기초한 2N 차원 콘스텔레이션이고, N은 정수이며, 상기 서브세트들은 4N개 존재하는 송신기 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 인코더는 단일 에러 정정 리드 솔로몬 코드를 구현하는 송신기 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 트렐리스 인코더는 4차원의 64-상태 트렐리스 인코더를 구현하는 송신기 장치.
  11. 제8항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 인코더는 이중 에러 정정 리드 솔로몬 코드를 구현하는 송신기 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 트렐리스 인코더는 2차원의 64-상태 트렐리스 인코더를 구현하는 송신기 장치.
  13. 제5항에 있어서, 상시 콘스텔레이션은 직사각형 래티스에 기초한 2N 차원 콘스텔레이션이고, N은 정수이며, 상기 서브세트들은 4N개 존재하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 인코더는 단일 에러 정정 리드 솔로몬 코드를 구현하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 트렐리스 인코더는 4차원의 64-상태 트렐리스 인코더를 구현하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  16. 제13항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 인코더는 이중 에러 정정 리드 솔로몬 코드를 구현하는 다레벨 코드화 변조 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 트렐리스 인코더는 2차원의 64-상태 트렐리스 인코더를 구현하는 다레벨 코드화 변조 방법.
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