JPH03230751A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ、特にドライブ側回路と
出力側回路を直流的にアイソレートし、１人カー多出力
で出力間もアイソレートできる圧電カップラを用いたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関する。

〔従来の技術〕

近年の電子機器は、ますます小型・薄型化の傾向にあり
、ディスクリート部品で構成していた回路のハイブリッ
ドＩＣ化や周辺回路のＬＳＩ化などが行われている。ま
た、これら小型化は、電子機器を動作させるに必要な電
源でも進められており、この−例ではスイッチング周波
数を高めることでトランスの小型化を行ったＤＣ−ＤＣ
コンバータが有り数１０で厚さも１〜２ｃｍとなってき
ている。

従来の一例について図面を参照して説明する。

第７図は従来のＩ）Ｃ−ＤＣコンバータの回路図である
。

入力端子７１に与えられた直流電圧ＶＩをトランジスタ
等のスイッチング素子２でスイッチングすることにより
交流に変換し、これをトランス７３を用いて降圧あるい
は昇圧し整流ダイオード７４で整流することで再び直流
電圧に戻し、この電圧が所望の電圧となるように誤差検
出回路７５で差分を検出し、フォトカップラ７６などを
用いて制御回路７７へ戻しスイッチング時間比の制御な
どを行い、出力電圧ＶＯとして取り出すものである。し
たがって入力端子７１に接続される電源と出力電圧とし
て取り出す電圧■Ｏはトランスによってアイソレートさ
れているため電子機器でのグランドループの形成が無く
なりノイズによる誤動作が防止できる。

このようなことから、通信機器の大型装置ではパッケー
ジごとに、このＤＣ−ＤＣコンバータを搭載するように
なってきており、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化に伴な
ってますますこの需要が拡大されてきている。

このようなりＣ−ＤＣコンバータには、入力側と出力側
を結合するカップラとして巻き線トランスが使われてお
り、降圧ある。いは昇圧を兼ねてアイソレートを行って
いる。さらに出力として得られる電圧を入力側のスイッ
チング回路にフィードバックするためにＶ−ｆ変換（電
圧−周波数変換）を経てフォトカップラ等で結合してい
る。

上述したようなりＣ−ＤＣコンバータには、入力と出力
をアイソレートするための機能素子としてカップラが使
われており、その１つに降圧あるいは昇圧を行う主要部
分となる巻線トランスがあり、さらに出力電圧の誤差分
をスイッチング回路の制御系へフィードバックするため
のフォトカップラがある。

この中で、前者の巻き線トランスは磁心（コア）に−次
及び二次の巻き線をしたもので、巻き線比が入力と出力
の降圧あるいは昇圧の比になり、二次巻き線を複数とす
ることで１人力多出力が構成できる。また、後者のフォ
トカップラはＬＥＤ等の発光素子からの光をフォトトラ
ンジスタにて受けるもので、このＬＥＤとフォトトラン
ジスタを一体モールドしたものである。

このように従来のＤＣ−ＤＣコンバータは巻き線トラン
スによる電圧変換（昇圧あるいは降圧）を行うものであ
り、スイッチング周波数を高めれば巻き線の数を少なく
でき、トランスのコアも小さなもので良くなる。

したがって、小型化のためには、このスイッチング周波
数を高めることが行われており、現在ではスイッチング
周波数がＩＭＨｚとなったものも市販されるようになっ
てきた。

また、スイッチング周波数が高くなるとスイッチング素
子である半導体の損失が増加することから、電圧や電流
がほぼゼロの所でスイッチングさせる共振型コンバータ
の方式になってきており、高周波タイプのものは、はと
んど共振型のコンバータとなっている。さらに、最近の
ＤＣ−ＤＣコンバータは信頼性を高めるためにアルミ電
解コンデンサを用いずに大容量の積層セラミックコンデ
ンサを用いて１つのケース内にモールドしたものが市販
されてきている。

このようなりＣ−ＤＣコンバータはスイッチング周波数
を高くすることで小型化を計っているが、効率が６０〜
６５％と低く、この効率を高めることがＤＣ−ＤＣコン
バータの大きな課題であった。また、大型の通信機器で
パッケージ単位にＤＣ−ＤＣコンバータを搭載するシス
テム構成では、従来５ｖ給ｔ（装置のメイン電源を５Ｖ
として給電ラインで各パッケージへ供給）で±１２Ｖや
４８Ｖなどの電源を各パッケージ内で作っていたが、こ
のときの給電ロス（給電ラインの抵抗損失）を小さくす
ることから最近では４８Ｖ給電でパッケージの中で５Ｖ
等の低い電圧を作るような方向となってきており、この
点からもロスを小さくさせることが重要となってきてい
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧の降圧
あるいは昇圧が巻き線トランスの巻数比とトランスに流
れる電流を時分割等によって制御することで所望の電圧
を作り出すもので、この出力は任意の電圧とすることが
できる。ところが出力を取り出さない（無負荷）状態で
あってもトランスの一次側に電流を流さなければならず
、スイッチングトランジスタの熱損失として消費されて
しまう。このため、電源としての効率は出力電流が小さ
いほど悪くなり、小電流領域では５０％程度に低下して
しまうものであり、無負荷で電流ゼロとはならない、ま
た、高周波化による小型化は、整流用ダイオードの逆回
復時間やスイッチングトランジスタのスイッチング時間
の影響で効率は悪くなってしまい、この分が電源内部で
熱損失として消費されてしまうものであった。さらに、
これらの巻き線トランスとスイッチングトランジスタに
よる方式のものは基本的には直流から交流に変換して昇
・降圧し、再び直流に戻すため、出力段には大きな容量
のコンデンサやチョークコイルを用いたフィルターを構
成しなければならず小型化の大きなネックとなるという
欠点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも１対の対
向電極が形成された圧電素子が絶縁層を介して少なくと
も２つが機械的に接続されると共に、この２つ以上の圧
電素子が支持枠にて固定され、これらの内の少なくとも
１つがドライブ側素子であり、残る少なくとも１つが出
力側素子である圧電カップラとスイッチングトランジス
タとコンデンサでなる。

〔作用〕

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの圧電素子でカ
ップラを構成し、このカップラでＦＥＴを直接制御する
ことでスイッチ素子として動作させ、このスイッチ素子
を複数組合せることでコンデンサにチャージされた電圧
の直列−並列変換を行うことで出力電圧を作り出すもの
である。

一般に、圧電素子は電界を加えることで歪み（変位）を
発生し、また反対に圧力（外部歪み）を加えることで電
圧を発生することができる素子である。このため、本発
明で用いる圧電カップラは１つの支持枠内に２つ以上の
圧電素子を機械的に接続固定しＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）をドライブしたものであるから、支持枠内の１
つの圧電素子に電界を加えると、この素子に伸びが生じ
、固定されたもう一方の圧電素子には圧力が加わること
になり、このとき圧電素子からは必然的に電圧が発生す
ることになる。

したがって電界を加える圧電素子をドライブ側とし、電
圧発生側を出力側素子とすれば、これは入力信号に応じ
て出力電圧が変化するカップラとなり、ドライブ側に与
える電圧をパルス状にすれば、出力電圧もパルス状（時
間的に余り長いものは作れないが）の出力となるため出
力側でドライブしたＦＥＴはスイッチ素子として動作す
ることになる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について、図面を参照して詳細に
説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの回路図であり、１ドライブ６出力の圧電カッ
プラ１１と１ドライブ４出力の圧電カップラ１２（圧電
カップラについては後述する）を用い、この２つの圧電
カップラを１８０度のタイミング関係で動作させるドラ
イブ回路１３があり、このドライブ回路１３からのΦ１
とΦ２の信号で入力側及び出力側の圧電カップラを動作
させることによりスイッチ（圧電カップラのＦＥＴ）が
動作しコンデンサＣＩ、Ｃ２，Ｃ３に加えられな入力端
の電圧が３倍の出力電圧として出力端に得られるもので
ある。

ここで、圧電カップラについて構成とその動作を説明す
る。

第２図は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータに用いる圧電
カップラの一実施例を示す素子の構成であり、内部に対
向電極２１を有する第１の圧電素子２２と対向電極２３
を有する第２の圧電素子２４が絶縁体２５を介して接着
剤２６で機械的に接続されており、さらに、これら２つ
の圧電素子２２及び２４を支持枠２７の内部に接着固定
している。

また、支持枠２７には外部回路との接続を行うためのド
ライブ端子２８と出力端子２９があり、それぞれ第１の
圧電素子２２と第２の圧電素子２４から引出したリード
線３０が接続される。さらに支持枠２７には機器組み込
みのためのネジ固定用の穴３１が形成される。

以上のようにして構成した圧電カップラは、２つの圧電
素子が支持枠により完全に固定されているため、ドライ
ブ端子２８に電界を加えると第１の圧電素子２２は固定
軸方向に伸びを生じる。

すると、この伸びが生じた分だけ第２の圧電素子２４に
は圧力となって加わり、このとき第２の圧電素子２４か
らは電圧が発生する。

したがって、出力端子にはドライブした電圧の変化に応
じた出力電圧が生じる。

ただし、この電圧はドライブ電圧が変化した時（圧力が
変化した時）だけであって連続的に出力されるものでは
ない。

このようなことから、ドライブ端子２８にパルス状に変
化する電圧を与えれば、この変化に応じて出力か変化す
るカップラとなる。

このような構成によって得た圧電カップラは、ドライブ
側の圧電素子に与えた信号によって出力側の圧電素子か
ら出力電圧が得られるが、この出力電圧は通常高いイン
ピーダンスの素子で受ける必要があり、このためにＦＥ
Ｔを付加して構成する。

第３図は、支持枠３２にＬＥＴアレー３３を実装し、こ
のＦＥＴアレー３３へ出力側である二次側圧電素子３４
からの出力を５個の電極対３５３６．３７，３８．３９
に分け（個々に絶縁層４０を形成）、これらをそれぞれ
のＦＥＴのソース−ゲート間に接続したものである。

このように構成することによって一次側であるドライブ
素子４１の圧電素子をパルス電圧でドライブすれば、こ
のパルス電圧に応じて二次側圧電素子にパルス状の圧力
が加わり、分割された二次側圧電素子の電極対３５．３
６．３７，３８．３９からは電圧が出力される。

この結果、この出力が接続されたＦＥＴのソース−ドレ
イン間は、第４図に示すように５個のスイッチ素子とし
て動作し、このスイッチ素子は完全にアイソレートされ
た状態で得られる。したがって、このようなアイソレー
トされたスイッチ素子を２対用いることによって第１図
で示した昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが構成されること
になる。

次に第１図に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作につい
て説明する。

ここでは、Φ１のタイミングとΦ２のタイミングは１８
０度異なっており、入力側のスイッチ素子（ＦＥＴ）が
オンとなる時は出力側のスイッチ素子はオフとなり、出
力側のスイッチ素子がオンの時は入力側のスイッチ素子
がオフとなっているものとする。

動作は、まずΦ１のタイミングで入力側のスイッチがオ
ンすると入力端に加えられた電圧Ｖｌは、コンデンサＣ
Ｉ、Ｃ２，Ｃ３に並列に印加され充電される０次にΦ２
のタイミングとなると入力側のスイッチがオフし、出力
側のスイッチがオンし、このときＣ１，Ｃ２，Ｃ３に充
電された電圧は直列に接続される。この結果、出力電圧
ｖＯは、入力端電圧ＶＩの３倍の電圧となって得られる
ことになり、Φ１．Φ２のタイミングが一定周期で繰り
返されることで出力端に一定の電圧となって得られるこ
とになる。

なお、実際には、この出力端には平滑用のコンデンサ及
びチョークコイルを付加して用いることになり、この平
滑回路によって安定な出力電圧として得られるものであ
る。

以上の説明で明らかなように本発明で用いた圧電カップ
ラは、支持枠中に少なくとも２つの圧電素子を機械的に
接続固定しであるため、この１つをドライブ素子とすれ
ば他の素子は出力素子として電圧が取り出せるものとな
り、出力側の圧電素子の数は素子構成上１つのものに限
定されることはなく、必要な回路数（スイッチの数）に
応じて増減させることで第１図で示した３倍の電圧だけ
でなく、任意の倍率の電圧が作り出せる。

なお、本発明での実施例では昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを示したが、降圧型のコンバータや±両極性コンバ
ータなとも圧電カップラで得られるアイソレートされた
スイッチ群によって自由に作り出すことができる。

第５図は、本発明の別の実施例を示す降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成であり、入力及び出力の接続関係を第
１図の逆としたものである。

この場合には、Φ１のタイミングで入力側のスイッチが
オンするとコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は直列接続状態
となるため、これらのコンデンサの容量が同じであれば
入力電圧の１／３が各コンデンサに加わり充電される。

次にΦ２のタイミングで出力側のスイッチがオンすると
コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３が並列に接続され、各コン
デンサに充電された入力の１／３の電圧が出力端に得ら
れるものである。

また第６図は、１つの入力電圧を用いて士の両極性の電
圧を作り出すための実施例を示すＤＣＤＣコンバータの
構成であり、この場合にも入力側と出力側のスイッチの
タイミングをΦ１とΦ２のタイミングによって作り出せ
るものである。

以上の説明で明らかなように本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、２対の圧電カップラを用いることで、それぞれ
アイソレートされたスイッチ群が得られ、このスイッチ
群とコンデンサの組合せによって昇圧型・降圧型・極性
反転型などの任意の電圧が作り出せるものである。

〔発明の効果〕

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧変換を圧電カッ
プラによるアイソレートされたスイッチ素子とコンデン
サとの組み合わせることによって得ているものであるか
ら、無負荷状態ではコンデンサに充電された電荷の放出
が無いため、入力端に加えられた電圧源から流れ込む電
流はゼロになる。このため出力を取り出さなければ入力
として消費される電力もゼロとなり、出力の状態による
効率の低下は生じない、また、トランスのような極性部
品を用いていないので、小型なものが構成でき、従来の
ようなスイッチング周波数を無理に高める必要はなく、
数十ｋＨｚの周波数で充分な動作特性が得られる。この
結果、スイッチング素子（ここではＦＥＴ）のスイッチ
ング損失は単にオン抵抗だけで生じる分だけとなりコン
バータ全体としての変換効率は高いものが得られる。

さらに本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは交流に変換しな
いで直接直流のまま変換を行うのでリップルが小さくな
り大きな容量のコンデンサやチョークコイルをフィルタ
ー素子として用いる必要が無いため全体の構成が小さく
なるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明のＤＣ−ＤＣコンバータで用いる圧電カップラの形状
を示す模式図、第３図はＦＥＴを実装した本発明の別の
実施例を示す圧電カップラの模式図、第４図は第３図の
ＦＥＴを持つ圧電カップラをパルス状電圧でドライブし
たときの出力側回路の等価回路図、第５図は本発明の別
の実施例を示す圧電カップラを用いた降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路図、第６図は本発明の別の実施例を示
す圧電カップラを用いた両極性出力型ＤＣＤＣコンバー
タの回路図、第７図は従来の一例を示す回路図である。 １・・・入力端、２・・・出力端、１１・・・入力側圧
電カップラ、１２・・・出力側圧電カップラ、１３・・
・ドライブ回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 少なくとも１対の対向電極が形成された圧電素子が絶縁
   層を介して少なくとも２つが機械的に接続されると共に
   、この２つ以上の圧電素子が支持枠にて固定され、これ
   らの内の少なくとも１つがドライブ側素子であり、残る
   少なくとも１つが出力側素子である圧電カップラとスイ
   ッチングトランジスタとコンデンサでなることを特徴と
   するＤＣ−ＤＣコンバータ。