JPH03217006A - 多出力スイッチングコンバータ用トランス - Google Patents
多出力スイッチングコンバータ用トランスInfo
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- JPH03217006A JPH03217006A JP2012870A JP1287090A JPH03217006A JP H03217006 A JPH03217006 A JP H03217006A JP 2012870 A JP2012870 A JP 2012870A JP 1287090 A JP1287090 A JP 1287090A JP H03217006 A JPH03217006 A JP H03217006A
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- Japan
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- Pending
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 60
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Coils Of Transformers For General Uses (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
＋８）産業上の利用分野
この発明は単一のトランスに設けられている巻線から電
圧の異なる複数の電源電圧を発生する多出力スイッチン
グコンバータ用トランスに関する（ｂｌ従来の技術 一般に、スイッチングレギュレー夕に限らず、直流安定
化電源を使用する機器は、単出力電源を使用することは
少なく、むしろ電圧の異なる複数の電源電圧を組み合わ
せて使用することが多い。
圧の異なる複数の電源電圧を発生する多出力スイッチン
グコンバータ用トランスに関する（ｂｌ従来の技術 一般に、スイッチングレギュレー夕に限らず、直流安定
化電源を使用する機器は、単出力電源を使用することは
少なく、むしろ電圧の異なる複数の電源電圧を組み合わ
せて使用することが多い。
特にマイクロプロセソサを用いた制御機器の場合は、Ｔ
ＴＬ用の５■を主として９Ｖ．１２Ｖ，１５Ｖ，２４Ｖ
などの電源電圧が用いられる。
ＴＬ用の５■を主として９Ｖ．１２Ｖ，１５Ｖ，２４Ｖ
などの電源電圧が用いられる。
このような多出力電源としては、比較的小出力の回路に
関して経済性と小型軽量化の観点から、単一のスイッチ
ングコンバータ用トランスを用いた多出力スイッチング
用レギュレー夕が用いられている。
関して経済性と小型軽量化の観点から、単一のスイッチ
ングコンバータ用トランスを用いた多出力スイッチング
用レギュレー夕が用いられている。
従来の一般的な多出力形スイッチングレギュレータの回
路図を第６図に示す。同図において１はトランスであり
、その一次巻線にスイッチングトランジスタＱ１が接続
されていて、二次巻線にはダイオードＤｉ．Ｄ２．Ｄ３
および平滑コンデンサＣＩ，Ｃ２，Ｃ３からなる整流平
滑回路が接続されている。スイッチング制御回路２はス
イソチングトランジスタＱ１をオンオフ制御することに
よってトランス１への入力パワーを制御する。また、図
において３．４は所謂３端子レギュレータなどのシリー
ズドロッパ方式の電圧安定化回路であり、安定化回路３
．４からはそれぞれ直流電圧５Ｖ，１２Ｖが出力される
。また、図において５は出力電圧検出回路であり、その
検出結果をスイソチング制御回路２に負帰還して２４Ｖ
の安定化直流電圧を発生させる。
路図を第６図に示す。同図において１はトランスであり
、その一次巻線にスイッチングトランジスタＱ１が接続
されていて、二次巻線にはダイオードＤｉ．Ｄ２．Ｄ３
および平滑コンデンサＣＩ，Ｃ２，Ｃ３からなる整流平
滑回路が接続されている。スイッチング制御回路２はス
イソチングトランジスタＱ１をオンオフ制御することに
よってトランス１への入力パワーを制御する。また、図
において３．４は所謂３端子レギュレータなどのシリー
ズドロッパ方式の電圧安定化回路であり、安定化回路３
．４からはそれぞれ直流電圧５Ｖ，１２Ｖが出力される
。また、図において５は出力電圧検出回路であり、その
検出結果をスイソチング制御回路２に負帰還して２４Ｖ
の安定化直流電圧を発生させる。
このように５〜２４Ｖなどの低圧を出力する場合には単
一のトランスが用いられている。しかし、例えば電話器
のベルを鳴らせるために、同時に１５０Ｖなどの中高圧
出力が要求される場合には、第６図中二点鎖線で囲む回
路のように、２４Ｖの出力を昇圧して１５０Ｖを出力す
るスイッチングコンバータ６が設けられる。
一のトランスが用いられている。しかし、例えば電話器
のベルを鳴らせるために、同時に１５０Ｖなどの中高圧
出力が要求される場合には、第６図中二点鎖線で囲む回
路のように、２４Ｖの出力を昇圧して１５０Ｖを出力す
るスイッチングコンバータ６が設けられる。
（Ｃｌ発明が解決しようとする課題
このように低圧出力と中高圧出力を同時に必要とする電
源回路には２つのトランスが用いられるため小型軽量化
およびコストダウンが困難であった。
源回路には２つのトランスが用いられるため小型軽量化
およびコストダウンが困難であった。
仮に、２４Ｖ出力と１５０Ｖ出力を単一のトランスから
得ようとすれば、２４Ｖ出力用巻線に１５０Ｖ出力用巻
線を積み重ねたトランスを用いることになるが、発明者
らの実験によれば、低圧用コンバータトランスと同様に
設計されたトランスでは所定の特性が得られないことが
分かった。
得ようとすれば、２４Ｖ出力用巻線に１５０Ｖ出力用巻
線を積み重ねたトランスを用いることになるが、発明者
らの実験によれば、低圧用コンバータトランスと同様に
設計されたトランスでは所定の特性が得られないことが
分かった。
第４図および第５図は上記実験に用いたトランスの構造
およびそのトランスを用いたスイッチングコンバータの
主要部の回路図である。
およびそのトランスを用いたスイッチングコンバータの
主要部の回路図である。
第４図においてＮ１は一次巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ｂは一次巻
線Ｎ１をサンドイッチする形で巻回した合計１４ｔ （
ターン）の２４Ｖ巻線、Ｎ２ｂは外側の二次巻線Ｎ２ａ
にさらに巻き上げた５８ｔの１５０Ｖ用巻線である。
線Ｎ１をサンドイッチする形で巻回した合計１４ｔ （
ターン）の２４Ｖ巻線、Ｎ２ｂは外側の二次巻線Ｎ２ａ
にさらに巻き上げた５８ｔの１５０Ｖ用巻線である。
第５図に示すように、トランス１の二次巻線Ｎ２ａ，Ｎ
２ｂを直列接続するとともに、ダイオードＤＩ，Ｄ４お
よびコンデンサＣｌ，Ｃ４による整流平滑回路を接続し
た。
２ｂを直列接続するとともに、ダイオードＤＩ，Ｄ４お
よびコンデンサＣｌ，Ｃ４による整流平滑回路を接続し
た。
ところが、このような構成のトランスでは、ｌ５０Ｖ巻
線Ｎ２ｂの巻き数が多いため線間容量が大きく、一次側
スイソチング電流の突入電流が増大し、スイッチングト
ランジスタなどにストレスがかかる。また、一次側の電
圧電流共に大きなリンギングが生じる。これはコアのセ
ンターギャソプ部分（第４図中８参照）における磁束漏
れによるリーケージインダクタンスが増大するためであ
ると考えられる。更に、２４Ｖ出力とのクロスレギュレ
ーションが悪く、規格（１５０Ｖ＋４０Ｖ〜１５０Ｖ−
３０Ｖ）に入らない。この原因もコアのセンタギャップ
部分における磁束漏れであると考えられる。
線Ｎ２ｂの巻き数が多いため線間容量が大きく、一次側
スイソチング電流の突入電流が増大し、スイッチングト
ランジスタなどにストレスがかかる。また、一次側の電
圧電流共に大きなリンギングが生じる。これはコアのセ
ンターギャソプ部分（第４図中８参照）における磁束漏
れによるリーケージインダクタンスが増大するためであ
ると考えられる。更に、２４Ｖ出力とのクロスレギュレ
ーションが悪く、規格（１５０Ｖ＋４０Ｖ〜１５０Ｖ−
３０Ｖ）に入らない。この原因もコアのセンタギャップ
部分における磁束漏れであると考えられる。
この発明の目的は、以上に述べた問題点を解消した多出
力スイノチングコンバータ用トランスを提供することに
ある。
力スイノチングコンバータ用トランスを提供することに
ある。
ｆｄ１課題を解決するための手段
この発明の多出力スイッチングコンバータ用トランスは
、センタギャップを有するコアに対し、下層に一次巻線
と二次側の低圧巻線をそれぞれ巻回し、上層に上記低圧
巻線に直列接続される二次側の中高圧巻線をコアのセン
タギャップ位置を避けて多層に巻回したことを特徴とす
る。
、センタギャップを有するコアに対し、下層に一次巻線
と二次側の低圧巻線をそれぞれ巻回し、上層に上記低圧
巻線に直列接続される二次側の中高圧巻線をコアのセン
タギャップ位置を避けて多層に巻回したことを特徴とす
る。
（ｅ）作用
この発明の多出力スイッチングコンパータ用トランスに
おいては、二次側の中高圧巻線が一層ではなく多層に巻
回されている。このため線間容量が減少する。また、中
高圧巻線がコアのセンタギャップを避ける位置に巻回さ
れている。このためコアのセンタギャップ部分による磁
束漏れが少なくなり、中高圧巻線と一次巻線および二次
側の低圧巻線との結合が良好となる。
おいては、二次側の中高圧巻線が一層ではなく多層に巻
回されている。このため線間容量が減少する。また、中
高圧巻線がコアのセンタギャップを避ける位置に巻回さ
れている。このためコアのセンタギャップ部分による磁
束漏れが少なくなり、中高圧巻線と一次巻線および二次
側の低圧巻線との結合が良好となる。
（ｆ）実施例
この発明の実施例である多出力スイソチングコンバータ
用トランスの構造と、それを用いたスイッチングコンバ
ータの主要部の回路図をそれぞれ第１図と第２図に示す
。
用トランスの構造と、それを用いたスイッチングコンバ
ータの主要部の回路図をそれぞれ第１図と第２図に示す
。
第１図において７はＥ−Ｅ形コアであり、両者を組み合
わせた際、センタボールにセンタギャップ８が形成され
る。また、図中９はコアのセンタボールに挿入されるボ
ビンである。このボビン９に対し一次巻線Ｎ１、二次側
の低圧巻線Ｎ２ａＮ２ａおよび二次側の中高圧巻線Ｎ２
ｂ，Ｎ２ｂを巻回した。一次巻線Ｎｌは二次側の低圧巻
線Ｎ２ａ，Ｎ２ａにサンドイッチ状態に巻回した。二次
側の低圧巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ａは合計１４ｔ （ターン）
巻回した。また、二次側の中高圧巻線Ｎ２ｂ，Ｎ２ｂは
センタギャップ８の位置を避けて、ボビン９の下部へ集
中して２分割２層として合計５８ｔ巻回した。
わせた際、センタボールにセンタギャップ８が形成され
る。また、図中９はコアのセンタボールに挿入されるボ
ビンである。このボビン９に対し一次巻線Ｎ１、二次側
の低圧巻線Ｎ２ａＮ２ａおよび二次側の中高圧巻線Ｎ２
ｂ，Ｎ２ｂを巻回した。一次巻線Ｎｌは二次側の低圧巻
線Ｎ２ａ，Ｎ２ａにサンドイッチ状態に巻回した。二次
側の低圧巻線Ｎ２ａ，Ｎ２ａは合計１４ｔ （ターン）
巻回した。また、二次側の中高圧巻線Ｎ２ｂ，Ｎ２ｂは
センタギャップ８の位置を避けて、ボビン９の下部へ集
中して２分割２層として合計５８ｔ巻回した。
第２図に示すように、トランス１の一次巻線Ｎ１にスイ
ッチングトランジスタＱ１を接続し、二次側の低圧巻線
Ｎ２ａにはダイオードＤ１およびコンデンサＣ１からな
る整流平滑回路を接続した。二次側の中高圧巻線Ｎ２ｂ
の下層側は低圧巻線Ｎ２ａに直列接続し、上層の中高圧
巻線Ｎ２ｂとの間に整流ダイオードＤ５および平滑コン
デンサＣ５を接続し、さらに上層の中高圧巻線Ｎ２ｂに
は整流ダイオードＤ６およびコンデンサＣ６を接続した
。さらに２４Ｖ出力端と１５０Ｖ出力端間にも平滑コン
デンサＣ４を接続した。
ッチングトランジスタＱ１を接続し、二次側の低圧巻線
Ｎ２ａにはダイオードＤ１およびコンデンサＣ１からな
る整流平滑回路を接続した。二次側の中高圧巻線Ｎ２ｂ
の下層側は低圧巻線Ｎ２ａに直列接続し、上層の中高圧
巻線Ｎ２ｂとの間に整流ダイオードＤ５および平滑コン
デンサＣ５を接続し、さらに上層の中高圧巻線Ｎ２ｂに
は整流ダイオードＤ６およびコンデンサＣ６を接続した
。さらに２４Ｖ出力端と１５０Ｖ出力端間にも平滑コン
デンサＣ４を接続した。
第３図は第２図に示したスイッチングコンバータにおけ
る２４Ｖ出力と１５０■出力のクロスレギュレーション
の特性を表す。この実施例では１５０Ｖ電源の定格はＯ
〜５ ０ｍＡで１ ５ ０Ｖ＋４ＯＶ〜１ ５ ０Ｖ−
３ ０Ｖの範囲であるため、１５０ｖ出力を５０ｍＡ流
したときと無負荷状態とで、２４ｖの出力電流を定格電
流０〜８Ａ変化させたときの１５０Ｖ出力の出力電圧の
変化をそれぞれ示している。実線で示すように、１５０
Ｖおよび２４Ｖの出力がいかなる状態であっても、１５
０ｖ出力は＋４０Ｖ〜−３０Ｖの範囲内に収まった。な
お、同図において破線は第５図に示した従来技術による
スイッチングコンバータにおける無負荷状態の特性を示
している。このように無負荷状態におけるクロスレギュ
レーションが大幅に改善されることが分かった。
る２４Ｖ出力と１５０■出力のクロスレギュレーション
の特性を表す。この実施例では１５０Ｖ電源の定格はＯ
〜５ ０ｍＡで１ ５ ０Ｖ＋４ＯＶ〜１ ５ ０Ｖ−
３ ０Ｖの範囲であるため、１５０ｖ出力を５０ｍＡ流
したときと無負荷状態とで、２４ｖの出力電流を定格電
流０〜８Ａ変化させたときの１５０Ｖ出力の出力電圧の
変化をそれぞれ示している。実線で示すように、１５０
Ｖおよび２４Ｖの出力がいかなる状態であっても、１５
０ｖ出力は＋４０Ｖ〜−３０Ｖの範囲内に収まった。な
お、同図において破線は第５図に示した従来技術による
スイッチングコンバータにおける無負荷状態の特性を示
している。このように無負荷状態におけるクロスレギュ
レーションが大幅に改善されることが分かった。
（ａ発明の効果
この発明によれば、二次側の中高圧巻線の線間容量が減
少するため、一次側スイッチング電流の突入電流が減少
し、スイッチングトランジスタなどのストレスが低減さ
れる。また、リーケージインダクタンスが減少し、一次
側の電圧電流波形の歪みが改善される。さらに、二次側
の低圧巻線と中高圧巻線との結合が良好となり、クロス
レギュレーションが改善される。
少するため、一次側スイッチング電流の突入電流が減少
し、スイッチングトランジスタなどのストレスが低減さ
れる。また、リーケージインダクタンスが減少し、一次
側の電圧電流波形の歪みが改善される。さらに、二次側
の低圧巻線と中高圧巻線との結合が良好となり、クロス
レギュレーションが改善される。
第１図はこの発明の実施例である多出力スイッチングコ
ンバータ用トランスの構成図、第２図は同トランスを用
いた多出力スイッチングコンバータの主要部の回路図、
第３図はその特性図である。第４図および第５図は従来
技術による多出力スイッチングコンバータ用トランスの
構成図および多出力スイッチングコンバータの主要部の
回路図である。第６図は従来の多出力電源の回路例を表
す図である。 １−トランス、 Ｎｌ−一次巻線、 Ｎ２ａ−二次側低圧巻線、 Ｎ２ｂ−二次側中高圧巻線、 ７−コア、 ８−センタギャップ、 ｑ ９ ボビン。
ンバータ用トランスの構成図、第２図は同トランスを用
いた多出力スイッチングコンバータの主要部の回路図、
第３図はその特性図である。第４図および第５図は従来
技術による多出力スイッチングコンバータ用トランスの
構成図および多出力スイッチングコンバータの主要部の
回路図である。第６図は従来の多出力電源の回路例を表
す図である。 １−トランス、 Ｎｌ−一次巻線、 Ｎ２ａ−二次側低圧巻線、 Ｎ２ｂ−二次側中高圧巻線、 ７−コア、 ８−センタギャップ、 ｑ ９ ボビン。
Claims (1)
- （１）センタギャップを有するコアに対し、下層に一次
巻線と二次側の低圧巻線をそれぞれ巻回し、上層に上記
低圧巻線に直列接続される二次側の中高圧巻線をコアの
センタギャップ位置を避けて多層に巻回したことを特徴
とする多出力スイッチングコンバータ用トランス。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012870A JPH03217006A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 多出力スイッチングコンバータ用トランス |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012870A JPH03217006A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 多出力スイッチングコンバータ用トランス |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03217006A true JPH03217006A (ja) | 1991-09-24 |
Family
ID=11817457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012870A Pending JPH03217006A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 多出力スイッチングコンバータ用トランス |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03217006A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0595017U (ja) * | 1992-05-28 | 1993-12-24 | 田淵電機株式会社 | トランス |
-
1990
- 1990-01-22 JP JP2012870A patent/JPH03217006A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0595017U (ja) * | 1992-05-28 | 1993-12-24 | 田淵電機株式会社 | トランス |
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