JPH03215140A - 交流電源の絶縁方法、スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置における絶縁方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［産業トの利用分野］ この発明は、交流電流源の絶縁方法、スイッチング電ｌ
９装１ｎおよびその絶縁方法に関する。より特定的には
、この発明は交流電流源の出力を絶縁する方法ならびに
磁気エネルギをもとに交流電力を出力するスイッチング
電源回路の出力＠源ラインに絶縁回路を持つスイッチン
グ電源装置およびその絶縁方法に関する。 ［従来の技術］ 第２図は従来の電源回路の一例を示す電源回路

【２Ｉで
ある。第２図（ａ）を参照して、交流電流源１に対して
０荷同路４を電気的に浮遊させる絶縁障壁４４を構成す
るために、交流電流源１と負荷回路４との間に絶縁回路
２が用いられる。絶縁回路２の一次側端子Ａ，　　Ｈに
人力された交流電流源１からの交流電流は絶縁トランス
Ｔの絶縁障壁４４を通過する磁束を介して二次側端子Ｃ
，　　Ｄに伝達され、負荷回路４に電力が供給される。 すなわち、一次側端子Ａ，Ｂと二次側端子Ｃ，　　Ｄと
は絶縁障璧４４を介して誘導結合しており、電力は絶縁
障壁４４を通過する絶縁トランスＴ内部の磁界を媒体と
して伝送される。第２図（ａ）において、交流電流源の
電流値が急激に変化する際に、必然的に、絶縁トランス
Ｔの漏れインダクタンスから過大なサージ電圧が発生す
る。 第２図（ｂ）に示した例は、第２図（ａ）に示した絶縁
回路２の二次側端子Ｃ，　　Ｄと負荷回路４との間に交
流電流を直流電流に周波数変換するための周波数変換回
路７を接続したものである。 第３図は従来のスイッチング電源装置の一例を示す電気
回路図である。第３図を参照して、直流電源Ｅからの直
流電流が直流リアクトルＬＤＣを介してスイッチング電
源回路５に供給される。 スイッチング電源回路５は、フルブリッジ接続された４
個のスイッチング素子Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４からなり
、スイッチング素子としては自己消う瓜型のスイッチン
グ素子であるゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）を
用いている。そして、それそれのスイッチング素子８１
〜Ｓ４のゲートには図示しない制御回路からゲート信号
が与えられる。そのゲート信号に呼応してスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング動作を行い、導通（オン
）状態あるいは非導通（オフ）状態と成る。各スイッチ
ング素子のスイッチング動作により、スイッチング電源
回路５は直流電源Ｅからの直流電力を直流リアクトルｌ
−Ｄ（：Ｊ：ｇえれれた磁気エネルギをもとは交流電力
に電力変換する。その交流電力はスイッチング″１回路
５の交流出力点Ａ１、Ｂ１から出力される。スイッチン
グ電源回路５の交流出力古Ａ１、Ｂ１と！！！縁回路２
の二次側端子（゛，Ｄとはそれそれ絶縁トランスＴを介
して接続される。絶縁トランスＴはスイッチング電源回
路５の交冫４出力点Δ１、Ｂ１と絶縁回路２の二次側ｒ
Ａ　ｌ’　Ｃ　．　　ｌ）との間で絶縁障壁４４を構成
する。この絶縁障壁４４によって交流出力点Ａ１、Ｂ　
１　ｉ：対して二次側端子Ｃ，　　Ｄが電気的に７７．
遊される。 すなわち、大力側の直流リアクトルＬＤＣに蓄えれれた
磁気エネルギから交流電力を出力するスイッチング電源
回路５の交流出力点Ａ１、Ｂ１に対して二次側端子Ｃ，
　　Ｄが電気的に絶縁される。 次側端子Ｃ，　　Ｄには負荷として周波数変換回路７と
負荷回路４とが接続される。 第３図に示したスイッチング電源装置においては、直流
リアクトルＬＤＣに流れる電流は、直流リアクトルＬＤ
Ｃに蓄えられた磁気エネルギに比例する。この磁気エネ
ルギはエネルギの連続性により瞬間的に不連続に変化す
ることは不可能である。すなわち、直流リアクトルＬＤ
Ｃに流れる電流は飛び飛びに変化することはできない。 同様にして絶縁トランスＴの漏れインダクタンスに流れ
る電流も飛び飛びに変化することができない。したがっ
て、スイッチング電源回路５のスイッチング動作によっ
て、直流リアクトルＬＤＣに流れる電流を瞬時に強制的
に絶縁トランスＴに流し込むと、絶縁トランスＴの漏れ
インダクタンスにより過大なサージ電圧が発生する。 第４図は第３図に示したスイッチング電源装置の動作を
説明するためのタイミング図である。次に、第４図を参
照して第３図に示したスイッチング電源装［ｎの動作に
ついて説明する。まず、第４図（ａ）に示すようにスイ
ッチング素子Ｓｌ．，Ｓ４のゲート信号がオンにされ、
第４図（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３
のゲート信号がオフにされる。スイッチング累子Ｓｌ，
Ｓ４がオンの状態（導通状態）、スイッチング素子Ｓ２
．８３がオフの状態（非導通状態）のとき、交ｌｉｌコ
出力点Ａ１とＢ１との間には、第４図（Ｃ）に示す直流
リアクトルＬＤＣの電流ｉＬＤＣが交流出力点Ａ１から
流れ出て絶縁回路２の一次側端子Ａおよび絶縁トランス
Ｔの一次側巻線を通り、次側端子Ｂから交流出力点Ｂ１
に向かって流れ込む。その際、絶縁回路２の二次側端子
Ｃには第４図（ｄ）に示すような電流ｉＣが流れ、直流
リアクトルＬＤＣの磁気エネルギは負荷回路４に吸収さ
れるので、直流リアクトルＬ　Ｄ　Ｃ　ｌ：流れる電流
ｉＬＤＣは減少する。そして、直流リアクトルＬＤＣの
磁気エネルギの減少分を直流電源Ｅより補給するため、
全てのスイッチング素子５１〜Ｓ４のゲート信号をオン
にする。この全てのスイッチング素子８１〜Ｓ４のゲー
ト信可をオンにする期間、すなわち、短絡期間を設けて
直流リアクトルＬＤＣにエネルギを蓄える。短絡期間紡
了の後、すなわち直流リアクトルＬＤＣの磁気エネルギ
の補給が完了した後、スイッチング素子Ｓ１．，Ｓ４の
ゲート信号をオフに、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のゲ
ート信号をオンにする。そして、そのゲート信号に呼応
してスイッチング素子Ｓｌ，Ｓ４がオフの状態に強制的
に成ろうとする詩、絶縁トランスＴの漏れインダクタン
スから過大なサージ電圧が発生する。これはスイッチン
グ累子Ｓｌ，Ｓ４が強制的に消弧（オフ）したことによ
り、直流リアクトルＬＤＣに流れる電流が強制的に絶縁
トランスＴに流れ込み、絶縁トランスＴの漏れインダク
タンスを流れる電流が急激に変化しなければならないた
めに生しる。スイッチング素子Ｓｌ，Ｓ４がオフの状態
、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンの状態のとき、直
流リアクトルＬＤＣの電流は交流出力点Ｂｌから一次側
端子Ｂに向かって流れ、絶縁トランス天を介して一次側
端子Ａから交流出力点Ａ１に流れ込む。その後、再び短
絡期間が設けられ、直流リアクトルＬＤＣの減少した磁
気エネルギが補給される。 以上の一連の動作を繰り返すことによって、直流リアク
トルＬＤＣに流れる直流電流が交流電流に変換され交流
出力点Ａ１、Ｂ１から出力される。 出力された交流電流は絶縁トランスＴの絶縁障壁・１・
１を通過する磁界を介して絶縁トランスＴの二次ωりに
伝送され、負荷に電力が供給される。 ［発明が解決しようとする課題］ 上述のことく、電流値が強制的に急峻に変化する交流電
源を用いた場合、交流電流源の電流値が２、激に変化し
た際に、絶縁トランスの漏れインダクタンスにより過大
なサージ電圧が発生する。このような過大なサージ電圧
のために、放射雑音として不〆上電磁波が大気中に輻射
散乱され、伝導雑音として多大な障害ノイズが電源線路
に生じるため、電磁環境上大きな問題となっている。さ
らに、また過大なサージ電圧により、スイッチング電源
回路のスイッチング素子が耐圧オーハのために直ちに破
損するなどの深刻な問題も生している。 それゆえに、この発明の主たる目的は、過大なサージ電
圧の発生を防止得て多犬な障害ノイズが実質的に生じる
ことなく、しかもスイッチング素子の破損を防止し得る
交流電流源の絶縁方法、スイッチング電源装置およびそ
の絶縁方法を提供することである。 ［課題を解決するための千段］ 第１請求項に係る発明は、交流電流源の電力が電界を媒
体として絶縁障壁中を伝送する方法。 第２請求項に係る発明は、交流電流源と負荷回路との間
を絶縁する交流電源の絶縁方法であって、交流電流源と
負荷回路との間にコンテンサを接続し、このコンデンサ
の絶縁障壁によって絶縁するように構成される。 第３請求項に係る発明は、第２．ｉＩ１Ｉ求項に係る発
明の、交流電流源と負荷回路との間に周波数変換回路を
接続し、交流電流源からの交流電流あるいは交流電力を
周波数変換するように構成される。 第４請求項に係る発明は、直流または交流電源からの電
力を磁気エネルギを用いて電力変換するスイッチング電
源回路と、このスイッチング電源回路の出力と負荷との
間に絶縁障壁とを備えたスイッチング電源装置において
、絶縁障壁をコンデンサで構成したものである。 第５請求項に係る発明は、交流電源からの電力を磁気エ
ネルギを介して電力変換するサイクロコンハータと、サ
イクロコンバータの出力側に絶縁障壁を備えたスイッチ
ング電源装置において、絶縁障壁をコンテンサで構成し
たものである。 第６請求項に係る発明は、直流または交流電源からの電
力を磁気エネルギを用いて電力変換するスイッチング電
源回路と、スイッチング電源回路の出力を周波数変換す
る周波数変換回路と、スイッチング電源回路と周波数変
換回路との間に絶縁障壁とを備えたスイッチング電源装
置において、絶縁障壁をコンデンサで構成したものであ
る。 第７請求項にかかる発明は、負荷に電力を供給するスイ
ッチング電源装置であって、電源からの電力を磁気エネ
ルギを介してスイッチングして前記電源からの電力より
高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回路、前
記スイッチング電源回路と前記負荷との間に接続され、
前記スイッチング電源回路と前記負荷との間に絶縁障壁
を構成するコンデンサよりなる絶縁回路、および、前記
絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または遮断
するように接続したフィルタ回路を含む。 第８請求項にかかる発明は、第７請求項に従属するスイ
ッチング電源装置であって、前記フィルタ回路は前記絶
縁障壁を通過するコモンモート電流を抑圧するコモンモ
ードチョークを含んで成る。 第９請求項にかかる発明は、第７請求項に従属するスイ
ッチング電源装置であって、前記フィルタ回路は前記絶
縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧するリアクト
ルを含んで成る。 第１０請求項にかかる発明は、負荷に電力を供給するス
イッチング電源装置であって、電源からの七力を磁気エ
ネルギを介してスイッチングして前記電，原からの電力
よりも高い周波数の電力を出力するスイッチング電源回
路、前記スイッチング’ｉｆ　諒回路の出力に接続され
、前記スイッチング電源回路から出力された前記電力を
周波数変換して前記電力より低い周波数の電力を負荷に
供給する周波数変換回路、前記スイッチング電源回路の
出力と前記周波数変換回路の入力との間に接続され、前
記スイッチング電源回路の出力と前記周波数変換同路の
人力との間に絶縁障壁を構成するコンデンサから成る絶
縁回路、および、前記絶縁障壁を通過するコモンモード
電流を抑圧または遮断するように接続したフィルタ回路
を含む。 第１１請禾項にかかる発明は、第１０請求項にｕ．’．
Ａするスイッチング電源装置であって、前記フィルタ同
路はｉｉｉ記絶縁障壁を通過するコモンモート、ｕ漆を
抑圧するように接続されたコモンモードチョークを含ん
で成る。 第１２．ｉ１１求項にかかる允明は、第１０請求項に従
属するスイッチング電源装置であって、前記フィルタ回
路は前記絶縁障壁を通過するコモンモート電流を抑圧す
るように接続されたリアクトルを含んで成る。 第１３請求項にかかる発明は、電源からの電力をリアク
トルの磁気エネルギを介してスイッチングして前記電源
からの電力より高い周波数の電力に周波数変換する段階
と、そして、 絶縁障壁中を電界を媒体として前記高い周波数の電力を
通過させる段階とからなる。 第１４諸求頓にかかる発明は、電源からの電力を磁気エ
ネルギを用いて電力変換し前記電源からの電力より高い
周波数の電力に周波数変換する段階と、前記高い周波数
の電力をコンテンサで構成された絶縁障壁中に通す段階
と、前記絶縁障壁を通過した前記高い周波数の電力をス
イッチングして低い周波数の電力に周波数変換する段階
とからなることを特徴とする。 第１５請求項にかかる発明は、請求項１３．１５に従属
する絶縁方法であって、さらに、ｍＩ記絶縁障壁を通過
するコモンモード電流を抑制する段階を含むことを特徴
とする。 第ＩＧ請求項にかかる発明は、請求項１３，１４．１５
に従属する絶縁力法であって、前記高い周波数の電力が
可聴周波数以」一の電力であることを特徴とする。 第１７請求項にかかる発明は、請求項１５．１６に従属
する絶縁方法であって、前記コモンモー［・電流の抑制
をコモンモードチョークを使って行う。 第１８請求項にかかる発明は、請求項１５，１６に従属
する絶縁方法であって、前記コモンモード電？Ａｆの抑
制をリアクトルを使って行う。 ［作用］ 本発明１こよれば、交流屯流ｌ９あるいは磁気エネルギ
を用で電力変換を行うスイッチング電源回路と負ｎｌと
の間を電気的に／′４遊させる絶縁回路をコンテンサで
構成したことにより、絶縁トランスを用いて絶縁回路を
構成する際に生していた絶縁トランスの漏れインダクタ
ンスが東質的に生しない。 したがって、原理的に絶縁トランスの漏れインダクタン
スが存在しない絶縁回路が構成できる。 ［発明の実施例］ 交流電流源は近年の目覚しい電力半導体工学の発展によ
り実在のものと認識されるようになったと言える。この
ことを顕著に示す実例として、交流電圧源の電気記号は
古くから存在するが、交流電流源の電気記号は未だ明記
されていないことが上げられる。この交流電流源なるも
のは現在電力半導体を使用して容易に実現できるように
なった。 たとえば、電流形インハータなどその才たるものと言え
る。実在の交流電流源のほとんどのものが直流あるいは
交流リアクトルに蓄えられたエネルギすなわち磁気エネ
ルギを利用し、見かけ−ヒの交流電流源を構成している
。このことは電圧源がコンデンサに蓄えられたエネルギ
すなわち静電エネルギを利用して見かけ上疑似的に横成
されることを考えれば容易に理解され得る。 このようにして構成された交流電流源においては、交流
電流源から流れ出る電流波形は方形波というように電流
値が急激にあるいは飛び飛びに変化する。したがって、
以下に述べる実施例では、電力゛ト導体素子とリアクト
ルとによって構成される交流電流源の基本的なものを例
にとりながらこの発明の実施例について説明を行う。 第１図はこの発明の第１実施例を示す電気回路図である
。第１図（ａ）を参照して、交流電流源１と負荷回路４
との間には絶縁回路２０が接続される。絶縁回路２０の
一次側端子Ａ，　　Ｂには交流電流源１が接続される。 絶縁回路２０は一次側端子．へ、Ｂと二次側端子Ｃ，　
　ＤとをそれそれコンデンサＣｌ，Ｃ２を介して接続し
たものである。絶縁回路２０の二次側端子Ｃ，　　Ｄに
は負荷回路４が接続される。絶縁回路２０のコンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２によって絶縁障壁４５が構成され、負荷回路
４は交流電流源１に対してこの絶縁障壁４５によって電
気的に浮遊する。絶縁回路２０の一次側端子Ａ，Ｂと二
次側端子Ｃ，　　Ｄとは絶縁障壁４５を通して容址結合
しており、交流電流′Ｊｇ．１側と負荷回路４側とのエ
ネルギの授受は絶縁障壁４５を通過するコンデンサＣＩ
，Ｃ２内部の電界を媒体として行われる。 第１図（ｂ）に示した実施例は、第１図（Ａ）に示した
絶縁回路２０と負荷回路４との間に周波数変換回路７を
接続したものであり、絶縁障壁４５を電界を媒体として
通過した交流電力は周波数変換回路７によって直流電力
に周波数変換され、負荷回路４に供給される。 第５Ａ図はこの発明の第２実施例を示す電気回路図であ
る。この第５Ａ図に示した実施例は、直流電流源１１と
スイッチング電源回路５とによって交流電流源を構成し
たものである。スイッチング電源回路５の各スイッチン
グ素子Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３およびＳ４は自己消弧型のスイ
ッチング素子であるゲートターンオフサイリスタ（ＧＴ
Ｏ）で構成される。このスイッチング電源回路５は直流
電流［１１から直流電流が入力されると、スイッチング
素子Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３およびＳ４のオン、オフ動作によ
り交流電力を出力するものであり、いわゆる電流形イン
バータと広く一般に称されている電源回路である。 スイッチング電源回路５はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４
がオンでスイッチング素子５２，Ｓ３がオフの状態と、
スイッチング素子ＳＬ，Ｓ４がオフでスイッチング素子
Ｓ２，Ｓ３がオンの状態とを交互に等しい時間幅繰り返
す動作、いわゆる直流を交流に変換するインバータ動作
を行う。スイッチング電源回路５のインハータ動作によ
って、直流電源１１からの直流が交流電流に変換され、
絶縁回路２０に入力される。 第５Ｂ図は第５Ａ７に示した実施例の変形例であり、第
５Ａｒ２ｌに示した絶縁回路２０と負荷回路４との間に
周波数変換回路７を接続し、絶縁回路２０を通過した交
流電流を周波数変換回路７によって直流電流に周波数変
換して負荷回路４に与えるものである。 第６図はこの発明の第３実施例を示す電気回路図である
。この第６図に示した実施例は、第５Ｂ図に示した実施
例の直流電流＃ｉ１１に代えて、制御０■能な直流電圧
＃！１２と直流リアクトルＬＤＣを用いて構成したもの
である。この実施例では、直流リアクトルＬＤＣに流れ
る直流電流が所望の値に追従するように、直流電圧ａ１
２を制御することにより、スイッチング電源回路５に供
給される直流電流を可変できる。この第３実施例では、
直流電圧ＴＡ１２の電力は、直流リアクトルＬＤＣの磁
気エネルギを介し、スイッチング電源回路５に入力され
る。スイッチング電源回路５は、直流リアクトルＬＤＣ
ｉ．：Ｗえられ磁気エネルギを用いて電力変換し、交流
電力を出力する。出力された交流電力は、絶縁障壁４５
を電界を媒体として伝送され、負荷側に供給される。 第７図はこの発明の第４実施例を示す電気回路図である
。この第７図に示した実施例は、第６図に示した制御可
能な直流電圧源１２に代えて、交流電圧源１３とコンバ
ータ６を用いたものである。 コンバータ６はたとえばサイリスタからなるスイッチン
グ素子Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をフルブリッジ接続した
ものである。ここで、コンハータ６を位相制御すること
により、交流電圧ｉ１３がら供給される交流電圧をもと
に、可変な直流電圧がコンハータ６より出力される。そ
して、直流リアクトルＬＤＣに流れる直流電流をフィー
ドハックし、コンバータ６を位相制御することにより、
直流リアクトルＬＤＣに流れる直流電流を所望の値に追
従するようにフィードバック制御することができ、見か
け上直流リアクトルＬＤＣが直流電流源として機能する
。 このようにして構成された直流電流源からの直ｌス８電
流がスイッチング電源回路５に与えられ、交流電流に変
換され、絶縁回路２０の疑似的な交流電流源となる。こ
の第４実施例では、交流電圧源１３の電力は、直流リア
クトルＬＤＣの磁気エネルギを介し、スイッチング電源
回路５に入力される。スイッチング電源回路５は、直流
リアクトルＬＤＣに蓄えられ磁気エネルギを用いて電力
変換し、交流電力を出力する。出力された交流電力は、
絶縁障壁４５を電界を媒体として伝送され、負荷側に供
給される。 第８図はこの発明の第５実施例を示す電気回路図である
。第８図を参照して、直流電源Ｅがらの直流電力が直流
リアクトルＬＤＣを介してスイッチング電源回路５に供
給される。 スイッチング電源回路５は、フルブリッジ接続された４
個のスイッチング素子Ｓｌ，　　Ｓ２，　　Ｓ３Ｓ４か
らなり、スイッチング素子としてはゲートターンオフサ
イリスタ（ＧＴＯ）が用いられる。 そして、それぞれのスイッチング素子５１〜Ｓ４のゲー
トには図示しない制御回路からゲート信号が与えられ、
各ゲート信号に呼応して各スイッチング素子５１〜Ｓ４
はスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。各スイッ
チング素子８１〜Ｓ４のスイッチング動作により、スイ
ッチング電源回路５は直流リアクトルＬＤＣに蓄えれれ
た磁気エネルギを介して直流電源Ｅの直流電力を電力変
換（周波数変換）し、交流電力を交流出力点Ａ１、Ｂ１
から出力する。スイッチング電源回路５と負荷回路４と
の間には絶縁回路２０が接続される。 この絶縁回路２０は一次側端子Ａ，　　Ｂと二次側端子
Ｃ．　　ＤとをそれぞれコンデンサＣｌ，Ｃ２を介して
接続したものである。コンデンサＣＩ，　　Ｃ２はスイ
ッチング電源回路５の交流出力点Ａ１、Ｂ１と絶縁回路
２０の二次例端子Ｃ，　　Ｄとの間で絶縁障壁４５を構
成する。この絶縁障壁４５によって交流出力点Ａ１、Ｂ
】に対して二次側端子Ｃ，Ｄが電気的に７７遊される。 一次側端子Ａ，　　Ｂと二次側端子Ｃ，　　Ｄとは絶縁
障壁４５を通して容量結合しており、交流電流源１側と
負荷回路４側とのエネルギの授受は絶縁障壁４５を通過
するコンデンサＣＩ，Ｃ２内部の電界を媒体として行わ
れる。 二次側端Ｔ−Ｃ，Ｄには負荷回路４が周波数変換回路７
を介して接続される。 次に、第８図に示したスイッチング電源装置の動作につ
いて説明する。この電源装置は、第５Ａ図の第２実施例
で説明した直流を交流に変換する、いわゆるインバータ
動作の他に、直流リアクトルＬＤＣ　１の電’（Ｍ　Ｉ
　Ｌ　Ｄ　Ｃを制御するために、すべてのスイッチング
素′Ｆｓｉ，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート信号をオンにす
る動作、いわゆる短絡動作を間欠的に併用する。すなわ
ち、すべてのスイツチング素子ＳＬ，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４
のゲート信号をオンにしてスイッチング電源回路５を短
絡することにより直流電′ａＥから送られて来るエネル
ギを直流リアクトルＬＤＣに磁気エネルギとして蓄える
。換言すれば、短絡動作により直流電流ｉＬＤＣが増加
する。短絡動作完了の後、スイッチング電源回路５はイ
ンハータ動作に移行し、スイッチング素子ＳＬ，Ｓ４ま
たはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のゲート信号がオフさ
れ、直流リアクトルＬＤＣの磁気エネルギが負荷回路４
に供給される。 第４図は第８図に示したスイッチング電源装置の動作を
示したタイミング図であり、第４図を参照して第８図に
示したスイッチング電源装置の動作について詳細に説明
する。まず、第４図（ａ）に示すようにスイッチング素
子ＳＬ，Ｓ４のゲート信号がオンにされ、第４図（ｂ）
に示すようにスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のゲート信号
がオフにされる。スイッチング素子Ｓ１．Ｓ４がオンの
状態（導通状態）、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ
の状Ｒ＜ＪＰ導通状態）のとき、交流出力点ノ＼１とＢ
１との間には、第４図（Ｃ）に示す直流リアクトルＬＤ
Ｃの電流ｉ　ＬＤＣが交流出力点ＡＩから流れ出て絶縁
回路２０の一次側端子Ａおよび周波Ｒ変換回路７と負荷
回路４を通り、一次側端ＦＢから交流出力点Ｂ１に向か
って流れ込む。 その際、絶縁回路２０の二次側端子Ｃには第４図（ｄ）
に示すような電流ｉＣが流れ、直流リアクトルＬＤＣの
磁気エネルギは負荷回路４に吸収されるため、直流リア
クトルＬＤＣに流れる電流ｉＬ　Ｉ）　Ｃは減少する。 したがって、直流リアクトルＬＤＣの磁気エネルギを直
流電源より補給するため、すべてのスイッチング素子８
１〜Ｓ４のゲート信号がオンにされ、短絡詩間を設けて
直流リアクトルＬ　Ｄ　Ｃにエネルギが蓄えられる。短
絡期間終了の後、すなわち直流リアクトルＬＤＣの磁気
エネルギの補給が完了した接、強制的にスイッチング素
Ｆ’−Ｓｌ，Ｓ４のゲート信号がオフにされ、スイッチ
ングＩｆＳ２，Ｓ３のゲート信号がオンシこされる。ス
イッチング素子Ｓｌ，Ｓ４がオフ、スイッチング素子Ｓ
２，Ｓ３がオンの状態のとき、直流リアクトルＬＤＣの
電流は交流出力点Ｂ１から一次側端子Ｂに向かって流れ
、周Ｌ）１１変換回路７および負荷回路４を介して一次
側端子Ａから交流出力点Ａ１に流れ込む。その後、再び
短絡期間が設けられ、直流リアクトルＬＤＣの減少した
磁気エネルギが補給される。 上述の動作を繰り返すことによって、直流リアクトルＬ
ＤＣに流れる直流電流が交流電流に変換され交流出力点
Ａ１、Ｂ１から出力される、負荷回路４に交流電流が供
給される。 コンデンサＣｌ，Ｃ２によって構成された絶縁障壁４５
は直流に対しては実質的に無限大のインピーダンスを示
す。また、スイッチング電源回路５のスイッチング周波
数を高くすることにより、ある程度コンデンサＣｌ，Ｃ
２のコンデンサ容量を小さくすることがでる。そのため
、直流近傍の低周波に対しても実質的に大きなインピー
ダンスをコンデンサＣＩ，Ｃ２が持つことができるため
、直流近傍の低周波に対しても疑似的な絶縁回路として
使用できる。 第８Ａ図は、第８図に示した実施例の変形例であり、以
ｒの点を除いて前述の第８図と同様に構成される。すな
わち、第８Ａ図では、第８図に示したスイッチング素子
８１〜Ｓ４に換えてスイッチング素子として環流ダイオ
ードが内蔵されたバワートＭＯＳＦＥＴから成る極めて
高速な自己消弧望のスイッチング素子ＳＦＩ〜ＳＦ４を
用いてスイッチング電源回路５Ｆを構成している。その
ため、第８図の絶縁回路２０を構成するコンデンサＣｌ
，Ｃ２に換えて、コンデンサＣＦＩ，ＣＦ２を用いて絶
縁回路２０Ｆを構成している。コンデンサＣＦＩ，ＣＦ
２とコンデンサＣＩ，Ｃ２との違いは、容量的にコンデ
ンサＣＦＩ，ＣＦ２の方がコンデンサＣｌ，Ｃ２に比べ
て３桁程度も小さな静電容κとなっている。 次に第８Ａ図に示した変形例の動作について説明する。 第８Ａ図の動作は、第８図の動作と以下の点を除いて同
様である。すなわち、第８Ａ図のスイッチング電源回路
５Ｆを構成する各スイッチング素子ＳＦＩ〜ＳＦ４のゲ
ートはスイッチング周波数ＩＭＨｚでオン、オフされる
。そのため、第８Ａ図の場合のは、第４図（ｄ）に示さ
れる二次側端子Ｃを通る電流ｉＣと波形そのものの形状
は同しであるが、その繰り返し周波数は格段に異なり、
ｌＭＨｚと云う極めて高い周波数の方形波交流電流とな
る。 ここで、コンデンサＣＦＩ，ＣＦ２の機能について補足
説明を行う。コンデンサＣＦＩ，ＣＦ２は、スイッチン
グ電源回路５Ｆから出力されるＩＭＨｚの交流電流に対
して低インピーダンスであり、電力伝送上、コンデンサ
ＣＦＩ，ＣＦ２を設けても支障をきたすことはない。し
かし、コンテンサＣＦＩ，ＣＦ２により構成された絶縁
障壁４５Ｆは周波数零、すなわち、直流に対し無限のイ
ンピーダンスを示すことは勿論のこと、商用程度の低い
周波数（５０Ｈ　ｚまたは６０Ｈｚ）に対しても極め高
いインピーダンスを示す。コンデンサＣＦＩ，ＣＦ２の
示すインピーダンスの値は周波数に逆比例する為、ＩＭ
Ｈｚでのインピーダンスの値に対して５　０　Ｈ　ｚで
のその値はＩ　Ｍ　Ｈ　ｚ　／　５０　ｔＩ　ｚ　＝　
２　０　０　０　０倍もの高い値となる。そのため、低
周波に対して、信号程度の微弱な電気エネルギの漏洩は
、スイッチング電源装置として実質的に無視し得る。 したがって、高周波化により直流のみならず商用周波数
程度の電力周波数に対してもこの絶縁回路は、天際、ス
イッチング電源装置としての絶縁回路として有用に使用
できる。すなわち、直流電源、並びに商用電源の電力用
の絶縁回路として用いることができる。このことは、ス
イッチング電源装置の高周波数化により実現できたもの
であって、スイッチング電源回路の出力周波数が商用電
源周波数に比べてあまり高くない場合、たとえば、５０
０Ｈｚ程度の可聴周波数以下の周波数では商用周波数と
の周波数比が５００Ｈｚ／５０Ｈｚ＝１０倍程度と小さ
いため、障壁を構成するコンデンサが必然的に極めて大
きな容量となり、原理的に商用電源の電源用絶縁回路と
して使用することは離しい。 第９図はこの発明の第６実施例を示す電気回路図である
。この実施例は、整流回路６ｌと交流電圧Ｒ１３と直流
コンデンサＣＤＣとによって直流電圧源を構成したもの
であって、その他の基本的な動作は第８図と同しである
。この第６実施例では、交流電圧′ＩＡ１３の電力は、
一旦、直流コンデンサＣＤＣに静電エネルギとして蓄え
られる。この蓄えれた静電エネルギは、直流リアクトル
ＬＤＣの磁気エネルギを経て、スイッチング電源回路５
に入力される。そして、スイッチング電源回路５は、直
流リアクトルＬＤＣに蓄えられ磁気エネルギを用いて電
力変換を行い、交流電力を出力する。出力された交流電
力は、絶縁障壁４５を電界を媒体として伝送され、負荷
側に供給される。 第１０図はこの発明の第７実施例を示す電気回路図であ
る。この第１０図に示した実施例は、第９図に示した実
施例の直流コンデンサＣＤＣを取り除いたものである。 直流コンデンサＣＤＣを省略したことにより、交流電圧
源１３の電圧値が零となるとき整流回路６１の出力電圧
も零となるために充分に直流リアクトルＬＤＣの直流電
流を制御できない期間が存在するが、交流電圧′ａ１３
例の人力゛屯流波形や入力力率を改善できる利点がある
。 第１１Ａ図はこの発明の第８実施例を示す電気国］路図
である。この第１１Ａ図に示した実施例は、第１０図に
示した実施例の整流回路６ｌとスイッチング電源回路５
との間に接続されているリアクトルＬＤＣを除き、交流
電圧ｆｉ．１３に交流リアクトルＬ　Ａ　Ｃを接続した
もので在って、その他の基本動作は第１０図と同しであ
る。この第８実施例では、交流電圧源１３からの電力は
、交流リアクトルＬＡＣの磁気エネルギを紗で、一旦整
流回路６１で直流電力に変換されてスイッチング電源回
路５に入力される。スイッチング電源回路５では、交流
リアクトルＬＡＣに蓄えられ磁気エネルギをもとにして
電力変換を行い、交流電力を出力する。 出力された交流電力は、絶縁障壁４５を電界を媒体とし
て伝送され、負荷側に供給される。 第１１Ｂ図は第１１Ａ図に示した実施例の変形例であり
、第１１Ａ図に示した交流リアクトルに代えて結合リア
クトルＬＭを用いたものであって、その他の基本動作は
第１１Ａ図と同してある。この第８実施例の変形例では
、交流電圧源１３からの電力は、結合リアクトルＬＭの
磁気エネルギを経て、整流回路６１で一μ直流電力に変
換されてスイッチング電源回路５に入力される。スイッ
チング電源回路５では、結合リアクトルＬＭに蓄えられ
磁気エネルギを用いて電力変換を行い、交流電力を出力
する。出力された交流電力は、絶縁障壁４５を電界を媒
体として伝送され、負荷側に供給される。 第１２図はこの発明の第９の実施例を示す電気回路図で
あり、第１１Ａ図に示した整流回路６１とスイッチング
電源回路５とを一台のスイッチング電源回路５１に置き
換えたものである。スイッチング電源回路５１の各スイ
ッチング素子Ｓｌ，３２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ
７，Ｓ８はゲートターンオフサイリスタ（ＧＴ○）で構
成される。このスイッチング電源回路５１は、入力交流
電力を直接他の周波数の交流電力として出力できるもの
であって、学術的にサイクロコンバータと呼ばれている
電源回路である。この第１２図に示した天施例の動作は
、まず全てのスイッチング素子８１〜Ｓ８のゲート信号
がオンにされて交流リアクトルＬＡＣに磁気エネルギが
蓄えられる。次に、スイッチング素子ＳＬ，５４，Ｓ５
およびＳ８のゲート信号がオンされ、スイッチング素子
Ｓ２．Ｓ３，Ｓ６およびＳ７のゲート信号がオフされる
ことによって、交流リアクトルＬＡＣの磁気エネルギが
負荷同路４に供給される。さらに、全てのスイッチング
素子８１〜Ｓ８のゲート信号がオンにされて交流リアク
トルＬＡＣに磁気エネルギが蓄えられる。そして、スイ
ッチング素子Ｓ２，５３，Ｓ６，Ｓ７のゲート信号がオ
ンにされ、スイッチング累子Ｓｌ，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８の
ゲート（１１号がオフにされることによって交流１ノア
クトルＬ　Ａ　Ｃの磁気エネルギが負荷回路４に供給さ
れる。 以上の一連の動作を繰り返すことにより、交流リアクト
ルＬ７〜Ｃに流れる交流電流が、直流に変換されること
なく直接他の周波数の交流電流に変換され、サイクロコ
ンバータ５１より出力される。 この第９実施例では、交流電圧源１３からの電力は、交
流リアクトルＬＡＣの磁気エネルギを経て、そのまま直
接、サイクロコンバータ５１に入力される。サイクロコ
ンバータ５１では、交流リアクトルＬＡＣに蓄えられ磁
気エネルギを用いて電力変換を行い、交流電力を出力す
る。サイクロコンバータ５１より出力された交流電力は
、絶縁障壁４５を通過する電界を媒体として伝送され、
負荷側に供給される。 第１３図はこの発明の第１０実施例を示す電気回路図で
ある。この第１３図に示した実施例は、第５Ｂ図に示し
たスイッチング電源回路５をダイオードを内蔵したトラ
ンジスタ８１１〜Ｓ１４によって構成したスイッチング
電源回路５ａに置き換えたものであって、その動作は第
５Ｂ図に示した実施例と同しである。 第１４図はこの発明の第１１実施例を示す電気回路図で
ある。この第１４図に示した実施例は、第６図に示した
実施例のスイッチング電源口路５を前述の第１３［２Ｉ
に示した実施例のスイッチング電Ｊ９同路５ａに置き換
えたものである。 第１５図はこの発明の第１２実施例を示す電気回路Ｍで
ある。この実施例は、第７図に示したスイッチング電源
回路５を前述の第１３図に示したスイッチング電源回路
５ａに置き換えたものであり、動作は第７図と同しであ
る。 第１６［ａはこの発明の第１３実施例を示す電気回路図
である。この第１６図に示した実施例は、第８図に示し
たスイッチング電源回路５を第１３図に示したスイッチ
ング電源回路５ａに置き換えたものである。 第１７図はこの発明の第１４実施例を示す電気回路［４
であり、第９図に示したスイッチング電源回路５を第１
３図に示したスイッチング電源回路５ａに置さ換えたも
のである。 第１８図はこの発明の第１５実施例を示す電気回路図で
あり、第１０図に示したスイッチング電源回路５を第１
３図に示したスイッチング電源回路５ａに置き換えたも
のである。 第１９図はこの発明の第１６実施例を示す電気回路図で
あり、第１ｌＡ図に示したスイッチング電源回路５を第
１３図に示したスイッチング電源回路５ａに置き換えた
ものである。 第２０図はこの発明の第１７実施例を示す電気回路図で
ある。この第２０図に示した実施例は、多相交流電流源
１ａ，ｌｂおよび１ｃと多相負荷回路４０との間に絶縁
回路２１を設けたものであり、絶縁回路２１をコンテン
サ０１〜Ｃ４によって構成し、これらのコンデンサ０１
〜Ｃ４の絶縁障壁４６によって多相交流電流ｉ１ａ〜Ｉ
Ｃと多相負荷回路４０とを電気的に絶縁したものである
。 このような多相回路においても、コンテンサ０１〜Ｃ４
の絶縁障壁４６によって絶縁することにより、絶縁トラ
ンスを用いたときに生じるサージ電圧の発生を防止でき
る。 第２１Ａ図はこの発明の第１８実施例を示す電気回路で
あり、負荷回路として誘導性負荷回路４１を用いたもの
である。第２１Ａ図（ａ）を参照して、交流電流源１ａ
と誘導性負荷回路４１との間には絶縁回路２２が接続さ
れる。絶縁回路２２は端子ＡとＣとの間に直列接続され
たコンデンサＣ１と、端子ＢとＤとの間に直列接続され
たコンテンサＣ２と、端子ＡとＤとの間に接続されたコ
ンデンサＣ３と、端子ＢとＣとの間に接続されたコンデ
ンサＣ４とを含む。コンデンサＣ３，　　Ｃ４はフィル
タとしたの作用をなす。すなわち、交流電流源１ａから
の交流電流がコンデンサＣ３，Ｃ４にチャージされる結
果、コンデンサＣ３，Ｃ４が蟹似的な交流電圧源となり
、この交流電圧が０１，Ｃ２を介して誘導性負荷回路４
ｌに与えられる。このように、コンデンサＣ３，Ｃ４が
フィルタとしての作用をなすため、誘導性負荷回路４１
を接続してもサージ電圧が発生することはない。 第２１Ａ図（ｂ）に示しｋ例は、コンデンサＣ３を端子
ＡとＢとの間に接続し、コンデンサＣ４を端子ＣとＤと
の間に接続したものであって、第２１Ａ図（ａ）に示し
た例と同様にして、コンデシサＣ３，Ｃ４はフィルタと
しての作用をなす。 第２１Ｂ図（Ｃ）および（ｄ）はそれぞれ第２１ＡｔＥ
（ａ）および（ｂ）に示した実施例の変形例であり、第
２１Ａ図（ａ）および（　ｂ　）にし示した絶縁回路２
２と誘導性負荷回路４１との間に周波数変換回路７を接
続し、絶縁回路２２を通過した交流電力を周波数変換回
路７によって直流電力に周波数変換して誘導性負荷回路
４１に与えるものである。 第２２ンはこの発明の第１９実施例を示す電気回路図で
ある。この第２２図に示した実施例は、第２１図に示し
た絶縁回路２２よりコンデンサＣ４を取り除いたもので
ある。第２１１２と同様にコンデンサＣ３はフィルタと
しての作用をなすため、誘導性負荷回路４１を接続して
もサージ電圧が発生することはない。 第２３Ａ図はこの発明の第２０実施例を示す電気回路図
である。この第２３Ａ図に示した実施例は、第５Ａ図に
示した絶縁回路２０と負荷回路４とを第２２図（ｂ）に
示した絶縁回路２３と誘導性負荷回路４１とに置き換え
たものであって、スイッチング電源回路５のスイッチン
グ動作は第５Ａ図に示した実施例と同じである。第２２
図と同様にコンデンサＣ３はフィルタとしての作用をな
すため、誘導性口荷回路４１を接続してもサージ電圧を
発生することはない。 第２３Ｂ図は第２３Ａ図に示した実施例の変形例であり
、第２３Ａ図に示した絶縁回路２３と誘導性負荷回路４
１との間に周波数変換回路７を接続し、絶縁回路２３を
通過した交流電力を周波数変換回路７によって直流電力
に周波数変換して誘導性負荷回路４１に与えるものであ
る。 第２４間はこの発明の第２１実施例を示す電気回路図で
ある。この第２４図に示した実施例は、第８図に示した
絶縁回路２０と負荷回路４とを第２ＩＡＵＡ（ｂ）に示
した絶縁回路２２と誘導性負荷回路４１とに置き換えた
ものであって、第２１Ａ図（ｂ）と同様にコンデンサＣ
３，Ｃ４はフィルタとしての作用をなすため、負荷とし
て誘導性負荷回路４１を接続してもサージ電圧を発生す
ることはない。 第２５Ａ図はこの発明の第２２の実施例を示す電気回路
図である。第２５Ａ図を参照して、直流電ＢＥとスイッ
チング電源回路５と絶縁回路２０と負荷回路４と周波数
変換回路７は前述の第８図と同様にして構成される。第
２５Ａ９は、第８閏に示した直流電ｉＥとスイッチング
電源回路５との間のリアクトルＬＤＣの他にフィルタ回
路Ｆを介して直流電ｉＥとスイッチング電源回路５を接
続したものである。それ以外の相違は第２５Ａ図と第８
図との間にはない。また、スイッチング電源回路５の動
作は、第８図と説明が重枚するので省略する。 フィルタ回路Ｆは端子ＴＡ，ＴＢと端子ＴＣ，ＴＤとを
それぞれリアクトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２を介して接続し
たものであり、フィルタ回路Ｆの入力端子ＴＡ．ＴＢと
出力端子ＴＣ，ＴＤとの間はリアクトルＬＤＣＩ，ＬＤ
Ｃ２により高周波的に遮断される。そのため、スイッチ
ング電源装置の入力側と出力側との間は、このフィルタ
回路Ｆにより高周波的に遮断される。 ここで、フィルタ回路Ｆの役割について詳細に説明をす
る。フィルタ回路Ｆは、入力電源側のグランドと出力負
荷側のグラントとの間のインピーダンスが無限大の場合
、すなわち、入出力のグラントが電気的Ｉ二完全に独立
である場合基本的に不必要である。しかし、例えば、入
出力のグランド間のインピーダンスが零であり、かつま
た、フィルタ回路Ｆが備えられていない場合、スイッチ
ング電源回路５のスイッチング動作により急峻なイシパ
ルス的コモンモード電流が絶縁回路２０を介して入出力
間のグランドを流れる。その結果、絶縁障壁を横成する
コンデンサの電荷量が唐、激に変動する。そして、スイ
ッチング電源回路５を構成するスイッチング素子に過大
なインパルス電流が流れ、スイッチング素子の破壊を引
き起こす。しかし、フィルタ回路Ｆを備え付けることに
よりこの問題は解決する。すなわち、フィルタ回路Ｆを
構成するリアクトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２のインダクタン
スの値がスイッチング電源回路５のスイッチング周誠数
に対して高インピーダンスであれば、スイッチング電源
回路５のスイッチングにより絶縁回路２０介して入出力
のグランド間を流れるインパルス的なコモンモード電流
はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬＤＣＩ，ＬＤ
Ｃ２により効果的に抑制される。したがって、フィルタ
回路Ｆにより、急峻なインパルス的なコモンモード電流
は抑制され、コンデンサＣｌ，Ｃ２の電圧が急激に変動
することはなく、絶縁障壁４５を構成するコンデンサの
電圧が安定する。言い替えれば、フィルタ回路Ｆのリア
クトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２により入力電源Ｅと負荷４と
の間が高周波的に遮断され、フィルタ回路Ｆによりスイ
ッチング電源装置の入出力間を流れるコモンモード電流
が効果的に抑制される。 第２５Ｂ図は、第２５ＡＱに示した実施例の変形例であ
り、第２５Ａ図に示したリアクトルＬＤＣを取り除くと
共に、負荷回路４を簡単な抵抗負荷としたものである。 第２５Ａ図では、直流電源Ｅの電力はリアクトルＬＤＣ
，ＬＤＣＩ．ＬＤＣ２の磁気エネルギを介してスイッチ
ング電源回路５に入力されたが、第２５Ｂ図では、直流
電源Ｅの電力はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬ
Ｄ　Ｃ　Ｉ　　Ｌ　Ｄ　Ｃ　２の磁気エネルギを介して
スイッチング電源回路５に入力される。スイッチング電
源回路５は、リアクトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２に蓄えられ
た磁気エネルギを用いて電力変換し、交流電力を出力す
る。また、第２５Ａ図と同様に、フィルタ回路Ｆのリア
クトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２により人力電源Ｅと負荷回路
４との間が高周波的に遮断され、スイッチング電源装置
の入出力間をインパルス的な電流が通過することをフィ
ルタ回路Ｆにより阻止される。その結果、コンデンサＣ
ｌ，Ｃ２の電圧が急激に変動することはなく、絶縁障壁
４５を構成するコンデンサＣｌ，Ｃ２の電圧が安定する
。 第２６図はこの発明の第２３実施例を示す電気回路［４
てある。図を参照して、スイッチング電源装置は、フィ
ルタ回路Ｆとスイッチング電源回路５と絶縁回路２０と
の三つの回路より構成される。 第２６図は、第２５Ｂ図に示した絶縁回路２０と負荷回
路４との間の周波数変換回路７を取り除き、直接絶縁回
路２０と負荷回路４とを接続したものである。それによ
り、スイッチング電源回路５より出力され絶縁回路２０
を通過した交流電流は周波数変換されることなく直接負
荷回路４に供給される。第２　６　［，］においては、
フィルタ回路Ｆの機能を明確に示すために、スイッチン
グ電源装置の人力電源ＥをグラントＧ１に、０荷回路４
をグランドＧ２に接地すると共に、電気的に完全独立な
グランドＧ１およびＧ２をインピーダンス２を介して接
続したものである。リアクトルＬＤＣ　ＩＬＤＣ２は、
フィルタ回路Ｆの人力端子ＴＡ−ＴＢとフィルタ回路の
出力端子ＴＣ，ＴＤとを高周波的に遮断する。それによ
り、インピーダンスＺが零であっても絶縁障壁４５を急
峻なコモンモード電流が流れることはない。さらに、絶
縁障壁４５を構成するコンテンサに蓄えられた電荷がコ
モンモードの電流となって急激に入出力のグランドＧｌ
，Ｇ２を介して流れることはない。すなわち、スイッチ
ング電源装置の入出力間がフィルタ回路■゛］：より高
周波的に遮断されているため、急峻なコモンモートの電
流はフィルタ回路Ｆを構成するノアクトルＬＤＣＩ，Ｌ
ＤＣ２により抑制されることとなる。したがって、フィ
ルタ回路Ｆは、スイッチング電源回路５より出力された
電力がインピーダンス２へ漏洩し、スイッチング電源装
置の効率が大幅に悪化することを防止する機能も有して
いる。 第２７図はこの発明の第２４実施例を示す電気回路図で
ある。この実施例は、整流回路６ｌと交流電圧源１３と
直流コンデンサＣＤＣとによって直流電圧源を構成した
ものであって、その他の基本的な動作は第２５Ｂ図と同
しである。この第２・１実施例では、交流電圧源１３の
電力は、一旦、直流コンデンサＣＤＣに静電エネルギと
して蓄えられる。この蓄えれた静電エネルギは、直流リ
アクトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２の磁気エネルギを経て、ス
イッチング電源回路５に入力される。そして、スイッチ
ング電源回路５は、直流リアクトルＬＤＣｌ，Ｔ．−Ｄ
Ｃ２に蓄えられ磁気エネルギを用いて電力変換を行い、
交流電力を出力する。出力された交流電力は、絶縁障壁
４５を電界を媒体として伝送され、負荷側に供給される
。フィルタ回路Ｆの入力端子ＴＡ，ＴＢと出力端子ＴＣ
，ＴＤはリアクトルＬＤＣＩ，ＬＤＣ２により高周波的
に遮断される。そのため、スイッチング電源装置の入力
側の電源１３と出力側の負荷４とは、このフィルタ回路
Ｆにより高周波的に遮断され、急峻なコモンモードの電
流はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬＤＣＩ，Ｌ
ＤＣ２により抑制される。 第２８図はこの発明の第２５実施例を示す電気回路図で
ある。この第２８図に示した実施例は、第２７図に示し
た実施例の直流コンデンサＣＤＣを取り除いたものであ
る。直流コンデンサＣＤＣを省略したことにより、交流
電圧源１３の電圧値が零となるとき整流回路６１の出力
電圧も零となるために充分にリアクトルＬＤＣＩ．ＬＤ
Ｃ２の直流電流を制御できない期間が存在するが、交流
電圧源１３例の入力電流波形や入力力率を改善できる利
点がある。 この実施例も第２７図に示した実施例と同様に、スイッ
チング電源回路５のスイッチング周波数に対してフィル
タ回路Ｆの各インダクタンスの値が高インピーダンスで
ある。その結果、スイッチング電源回路５のスイッチン
グの度に絶縁障壁４５を通過するコモンモート電流はフ
ィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬＤＣＩ．，ＬＤＣ
２により効果的に遮断される。したがって、フィルタ回
路Ｆによってコモンモート電流のためにコンデンサＣ１
，Ｃ２の電圧が２、激に変動することがなく、絶縁障壁
４５を構成するコンテンサＣＩ，Ｃ２の電圧が安定する
。 第２９図はこの発明の第２６実施例を示す電気回路図で
ある。この第２９図に示した実施例は、第２８図に示し
た実施例の整流回路６１とスイッチング電源回路５との
間に接続されているフィルタ回路Ｆを除き、交ｌＡＥ電
圧源１３に交流リアクトルＬＡＣＩ，ＬＡＣ２で構成さ
れたフィルタ回路Ｆを接続したもので在って、その他の
基本動作は第２８図と同じである。この第２６実施例で
は、交流電圧源１３がらの電力は、交流リアクトルＬＡ
ＣＩ，ＬＡＣ２の磁気エネルギを経て、一旦整流回路６
１て直流電力に変換されてスイッチング心源回路５に入
力される。スイッチング電源回路５では、交流リアクト
ルＬＡＣＩ．，ＬＡＣ２に蓄えられ磁気エネルギをもと
にして電力変換を行い、交流電力を出力する。出力され
た交流電力は、絶縁障壁４５を電界を媒体として伝送さ
れ、負荷側に供給される。 この実施例のフィルタ回路Ｆも第２７１Ｊに示した実施
例と同様に、スイッチング電源回路５のスイッチング周
波数に対してフィルタ回路Ｆの各インダクタンスの値が
高インピーダンスである。その結果、スイッチング電源
回路５のスイッチングの度に絶縁障壁４５を通過するコ
モンモード電流はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトル
ＬＡＣＩＬＡＣ２により効果的に遮断される。したがっ
て、フィルタ回路Ｆによってコモンモード電流のために
コンデンサＣｌ，Ｃ２の電圧が急激に変動することがな
く、絶縁障壁４５を構成するコンデンサＣｌ．，Ｃ２の
市圧が安定する。 第３０図はこの発明の第２７の実施例を示す電気回路図
であり、第２９図に示した整流回路６１とスイッチング
電源回路５とを一台のスイッチング電源回路５１に置き
換えたものである。スイッチング市源回路５１の各スイ
ッチング素子Ｓｌ，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ
７，Ｓ８はゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）で構
成される。このスイッチング電源回路５ｌの動作は第１
２１：２ｌのスイッチング電源回路５ｌの動作説明と同
してあるので省略する。 この第２７の実施例では、交流電圧源１３からの電力は
、交流リアクトルＬＡＣＩ，ＬＡＣ２の磁気エネルギを
経て、そのまま直接、スイッチング電Ｊ９回路５１に入
力される。スイッチング電源回路５１ては、交流リアク
トルＬＡＣＩ．ＬＡＣ２に蓄えられ磁気エネルギを用い
て電力変換を行い、交流電力を出力′する。スイッチン
グ電源回路５１より出力された交流電力は、絶縁障壁４
５を電界を媒体として伝送され、負荷側に供給される。 フィルタ回路Ｆは第２７図に示した実施例と同様に、ス
イッチング電源回路５ｌのスイッチング周波数に対して
フィルタ回路Ｆの各インダクタンスの値が高インピーダ
ンスである。その結果、スイッチング電源回路５１のス
イッチングの度に絶縁障壁４５を通過するコモンモード
電流はフィルタ回路Ｆを構成するリアクトルＬＡＣＩ，
ＬＡＣ２により効果的に遮断される。したがって、フィ
ルタ回路Ｆによってコモンモード電流のためにコンデン
サＣＩ，Ｃ２の電圧が急激に変動することがなく、絶縁
障壁４５を構成するコンデンサＣｌ，Ｃ２の電圧が安定
する。 第３１Ａ図はこの発明の第２８実施例を示す電気回路図
である。この第３１Ａ図に示した実施例は、第２５Ａ図
に示したフィルタ回路ＦをコモンモードチョークＬＣに
よって構成したフィルタ回路ＦＣに置き換えたものであ
り、それ以外の構成上の相違はない。また、スイッチン
グ電源回路５の動作は、第８図と説明が重複するので省
略する。 このフィルタ回路ＦＣは端子ＴＡと端子ＴＣとをコモン
モードチョークＬＣの一方の巻線Ｗ１を介して接続し、
Ｆｆ５　ｆ　Ｔ　Ｂと端子ＴＤとをコモンモードチョー
クＬ．　Ｃの他方の巻線Ｗ２を介して接続したものであ
り、フィルタ回路ＦＣの人力端子ＴＡ、１’　Ｂ　ト出
力ｒＡ　ｆ　’ＦＣ　，　　Ｔ　Ｄ　ハｍｌ　モンモー
トチョーク■−、Ｃによりコモンモード的に遮断される
。そのため、スイッチング電源装置の人力側と出力側と
は、このフィルタ回路ＦＣによりコモンモード的に遮断
される。 次に、フィルタ回路ＦＣの役割について詳細に説明をす
る。フィルタ回路ＦＣは、人力電源側のグランドと出力
で１荷例のグランドとの間のインピーダンスが無限大の
場合、すなわち、入出力のグラントが電ク℃的に完全に
独立である場合基本的に不必要である。しかし、例えば
、入出力のグランド間のインピーダンスが零であり、か
つまた、フィルタ回路Ｆが備えられていない場合、スイ
ッチング電源回路５のスイッチング動作により急峻なイ
ンパルス的なコモンモード電流が絶縁回路２０をｌゑれ
る。その結果、絶縁障壁を構成するコンデンサの電荷量
が急激に変動する。そして、スイッチング電源回路５を
構成するスイッチング素子に急峻なインパルス電流が流
れ、スイッチング素子の破壊を招く。しかし、フィルタ
回路ＦＣを備え付けることによりこの問題は解決する。 すなわち、絶縁回路２０介して入出力のグランド間を流
れるインパルス的なコモンモード電流はフィルタ回路Ｆ
Ｃを構成するコモンモードチョークＬＣにより効果的に
抑制されることとなる。したがって、フィルタ回路ＦＣ
により、コモンモードの高周波電流のためにコンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２の電圧が急激に変動することはない。 第３１Ｂ図は、第３１Ａ図に示した実施例の変形例であ
る。第３１Ｂｌ］は、第３１Ａ図に示した絶縁回路２０
と口荷回路４との間の周波数変換回路７を取り除き、直
接絶縁回路２０と負荷回路４とを接続したものである。 それにより、スイッチング電源回路５より出力され絶縁
回路２０を通過した交流電流は周波数変換されることな
く直接負荷回路４に供給される。第３１Ａｉと同様に、
フイルタ回路ＦＣのコモンモードチョークＬＣにより入
力電源Ｅとで１荷回路４との間がコモンモード的に遮断
され、スイッチング電源装置の入出力間を’ｉＮれる急
峻なインパルス的なコモンモード電流がフィルタ回路Ｆ
Ｃによりにより効果的に阻止される。 第３２図はこの発明の第２９実施例を示す電気回路図で
ある。この第３２図に示した実施例は、第３１Ｂ図に示
したフィルタ回路ＦＣの挿入場所を絶縁回路２０と負荷
回路４との間に接続したものである。さらに、第３２図
においては、フィルタ回路ＦＣの機能を明確に示すため
に、スイッチング電源装置の入力電源ＥをグランドＧｌ
に、負荷回路４をグランドＧ２に接地すると共に、電気
的に完全独立なグランドＧ１およびＧ２をインピーダン
スＺを介して接続したものである。コモンモードチョー
クＬ　Ｃは、フィルタ回路ＦＣの人力端子ＴＡ．ＴＢと
フィルタ回路ＦＣの出力端子ＴＣ，ＴＤとをコモンモー
ド的に遮断する。それにより、インピーダシスＺが零で
あっても絶縁障壁を急峻なコモンモート電流が流れるこ
とはない。 ま力、絶縁障壁４５を構成するコンテンサＣｌ，Ｃ２に
蓄えられた電荷が急激に入出力のグラントＧｌ，Ｇ２を
介して２、峻なコモンモード電流となって充放電される
ことはない。すなわち、スイッチング電源装置の入出力
間がフィルタ回路ＦＣによりコモンモード的に遮断され
ているため、急峻なコモンモードの電流はフィルタ回路
ＦＣを構成するコモンモードチョークＬＣにより抑制さ
れることとなる。しかし、フィルタ回路ＦＣは、ノーマ
ルモードに対して原理的にインピーダンスとして作用し
ない、すなわちノーマルモードに対してはコモンモード
チョークＬＣは零インピーダンスである。そのため、基
本的に、スイッチング電源回路５より出力されるノーマ
ルモードの交流電力が負荷回路４に伝送されることを阻
止することはない。換言すれば、スイッチング電源回路
５により接続点Ａ１とＢ１との開（こ出力されるノーマ
ルモードの交流電流に対しフィルタ回路ＦＣは原理的に
零インピーダンスであり、電力伝送上、フィルタ回路Ｆ
Ｃの設置は支障をきたすことはない。 しかしながら、巻線Ｗ１と巻線Ｗ２が完全結合でない場
合、フィルタ回路ＦＣの漏れインダクタンスによりサー
ジ電圧が発生する。この対策としては、第２３図等で説
明した絶縁回路２３等絶縁同路２０に換えて使用すれば
問題は解決する。 第３３図はこの発明の第３０実施例を示す電気回路図で
ある。この実施例は、第１０図に示したリアクトルＬＤ
Ｃとスイッチング電源回路５との間にフィルタ回路Ｆ　
Ｃを新たに設置したものであり、それ以外の構成−＋＝
の相違はない。また、スイッチング電源回路５の動作も
第１０ｔａの動作と同してあるので省略する。この実施
例のフィルタ回路ＦＣも第３１Ａ図に示した実施例と同
扛に、スイソチング電源回路５のスイッチング周波数に
対してフィルタ回路ＦＣのコモンモードのインダクタン
スの伯が高インピーダンスである。その結果、スイッチ
ング電源回路５のスイッチングの度に絶縁障Ｉ１７４５
を通過するコモンモード電流はフィルタ回路ｒ″Ｃを構
成するコモンモードチョークＬ　Ｃにより効果的に遮断
される。したがって、フィルタ回路ＦＣによってコモン
モード電流のためにコンデンサＣＩ，Ｃ２の電圧が急激
に変動することがなく、絶縁障壁４５を構成するコンデ
ンサＣＩ，Ｃ２の電圧が安定する。 第３４図はこの発明の第３１実施例を示す電気回路図で
ある。この第３４図に示した実施例は、第３０図に示し
たフィルタ回路ＦをコモンモードチョークＬＣによって
構成したフィルタ回路ＦＣに置き換えると共に、交流電
源１３とフィルタ回路ＦＣとを交流リアクトルＬＡＣを
介して接続したものであり、それ以外の構成上の違いは
ない。 また、スイッチング電源回路５１の動作も第３０図ある
いは第１２図の動作と同してあるので省略する。 このフィルタ回路ＦＣは端子ＴＡと端子ＴＣとをコモン
モードチョークＬＣの一方の巻線Ｗ１を介して接続し、
端子ＴＢと端子ＴＤとをコモンモードチョークＬＣの他
方の巻線Ｗ２を介して接続したものであり、フィルタ回
路ＦＣの人力端子ＴＡ．ＴＢと出力端子ＴＣ，ＴＤはコ
モンモードチョークＩ．Ｃによりコモンモート的に遮断
される。 そのため、スイッチング電源装置の入力側と出力側とは
、このフィルタ回路ＦＣによりコモンモート的に遮断さ
れる。その故、第３０図に示した実施例と同様に、スイ
ッチング電源回路５１のスイッチングの度に絶縁障壁４
５を通過するコモンモート電流はフィルタ回路ＦＣを構
成するコモンモードチョークＬＣにより効果的に遮断さ
れる。したがって、フィルタ回路ＦＣによってコモンモ
ート電，・＝のためにコンデンサＣＩ，Ｃ２の電圧が急
激に変動することがなく、絶縁障壁４５を構成するコン
デンサＣｌ，Ｃ２の電圧が安定する。 本発明は第１図〜第３４図の特定の実施例に限定される
ものではなく無限の変形や修正が可能である。 すなわち、技術に精通した当業者なら、他のより複雑な
、あるいは、より簡星な構造のスイッチシグ電源同路を
用いてこの発明思想の精神及び範四から逸脱することな
く種々の別の実施様態を実現てきる。 例えば、スイッチング電源回路を構成するスイッチング
素子の数を増すこと、あるいは逆にスイッチング素子の
数を減らすこと、さらには可飽和リアクトル等の別の受
動素子を用いるなと数限りない実施例の変形が可能であ
る。 さらにまた、絶縁回路並びに周波数変換回路や負荷回路
も例示された実施例に限定されるものではなく、他の構
造の絶縁回路並びに周波数変換回路を用いて既述の発明
を実施できる。 ［発明の効果コ 以上のように第ＩＶ〜第３４図に係る本発明によれば、
コンデンサによって絶縁障壁を構成したことによって、
電流源の電流が強制的に絶縁回路に流れ込んでも、絶縁
回路から過大なサージ電圧が発生することはない。した
がって、絶縁回路の漏れインダクタンスのために多大な
障害ノイズが電源線路に生しることがなく、原理的に良
好な電磁環境が達成できる。 さらに、絶縁トランスの漏れインダクタンスが発生する
過大なサージ電圧のためにスイッチング拝；ｆ一が破損
する恐れがない。 以トのように第２５Ａ図ないし第３４図に係る発明に従
えば、リアクトルあるいはコモンモードチョークで構成
されたフィルタ回路により、スイッチング電源装置内部
のスイッチング素子のスイッチング動作により発生する
急峻なコモンモード電流が遮断される。それにより、入
出力のグラントのインピーダンスが零であっても、フィ
ルタ回路により、絶縁障壁を通過するコモンモード電流
は抑制される。 したがって、フィルタ回路により、コモンモー１・電流
のために絶縁障壁を構成するコンテンサの電圧が急激に
変動することはない。 また、インパルス的なコモンモート電流がフィルタ回路
により抑制されるため、過大なコモンモード電流による
スイッチング素子の磁壊が回避される。 さらにまた、スイッチング電源回路より出力された電力
がスイッチング電源装置の入出力プランド間のインピー
ダンスに大きく漏洩し、スイッチング電源装置の電力効
率を大幅に悪化することをフィルタ回路により未然に防
止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例を示す電気回路図である
。第２図は従来の電気回路の一例を示す電気回路図であ
る。第３図は従来のスイッチング電源装置の一例を示す
電気回路図である。第４図は第３図並びに第８図に示し
たスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミ
ング図である。 第５Ａ図および第５Ｂ図はこの発明の第２実施例の電気
回路図である。第６図はこの発明の第３実施例の電気回
路図である。第７図はこの発明の第４実施例の電気回路
図である。第８図および第８Ａ図はこの発明の第５実施
例の電気回路図である。 第９図はこの発明の第６実施例の電気回路図である。第
１０図はこの発明の第７実施例の電気回路図である。第
１１Ａ図および第１１Ｂ図はこの発明の第８実施例の電
気回路図である。第１２図はこの発明の第９実施例の電
気回路図である。第１３図はこの発明の第１０実施例の
電気回路図である。第１　４　１ＩＩはこの発明の第１
１実施例の電気回路図である。第１５図はこの発明の第
１２実施例の電気回路図である。第１６図はこの発明の
第１３実施例の電気回路図てある。第１７図はこの発明
の第１４実施例の電気回路図である。第１８図はこの究
明の第１５実施例の電気回路図である。 第１９図はこの発明の第１６実施例の電気回路図である
。第２０図はこの発明の第１７実施例の電一（同路図で
ある。第２１Ａ図および第２１Ｂｔｌｉｉｌはこの発明
の第１８実施例の電気回路図である。第２２（？ｌはこ
の発明の第１９実施例の電気回路図である。第２３Ａ図
および第２３Ｂ図はこの発明の第２０実施例の電気回路
図である。第２４図はこの発明の第２１実施例の電気回
路図である。第２５Ａ図および第２５Ｂ図はこの発明の
第１実施例を７ｊ；す電Ｚ回路図である。第２６図はこ
の発明の第２３実施例のｔｌ　′ｊＣ回路図である。第
２７図はこの発明の第２４実施例の電気回路図である。 第２８１Ｚ１はこの発明の第２５Ｊ５施例の電気回路図
である。第２９図はこの発明の第２６実施例の電気回路
図である。第３０図はこの発明の第２７実施例の電気回
路図である。第３１Ａ図および第３　１．　Ｂ図はこの
発明の第２８実施例の電気回路図である。 第３２図はこの発明の第２９実施例の電気回路図である
。第３３Ｚはこの発明の第３０実施例の電気回路図であ
る。第３４図はこの発明の第３１実施例の電気回路図で
ある。 図において、Ｅは直流電源、１は交流電流源、１１は直
流電流源、４は負荷回路、５、５ａ、５Ｆ、５１はスイ
ッチング電源回路、７は周波数変換口路、Ｆ，ＦＣはフ
ィルタ回路、２０、２０Ｆ、２１、２２、２３は絶縁回
路、Ｓｌ−Ｓ４、Ｓ１１〜Ｓ１４、ＳＦＩ−ＳＦ４はス
イッチング素子、Ｃ１〜Ｃ４、ＣＦＩ、ＣＦ２はコンテ
ンサ、ＬＤＣ．ＬＤＣ１、ＬＤＣ２は直流リアクトル、
ＬＡＣ，ＬＡＣＩ、ＬＡＣ２は交冫禿リアクトノレ、Ｌ
Ｍは結合リアクトル、ＬＣはコモンモードチョーク、Ｃ
ＤＣは直流コンデンサを示す。

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. （１）絶縁障壁中を電界を媒体として交流電流源の電力
   が伝送されることを特徴とする交流電源の絶縁方法。
2. （２）交流電流源と負荷回路との間を絶縁する交流電源
   の絶縁方法であつて、 前記交流電流源と前記負荷回路との間にコンデンサを接
   続し、該コンデンサの絶縁障壁によって絶縁することを
   特徴とする、交流電源の絶縁方法。
3. （３）さらに、前記コンデンサと前記負荷との間に接続
   され、前記交流電流源からの交流電流あるいは交流電力
   を周波数変換するための周波数変換回路を含む、請求項
   第２項記載の交流電源の絶縁方法。
4. （４）電源からの電力を磁気エネルギを用いて電力変換
   するスイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回
   路の出力と負荷との間に絶縁障壁とを備えたスイッチン
   グ電源装置において、前記絶縁障壁をコンデンサで構成
   したことを特徴とするスイッチング電源装置。
5. （５）交流電源からの電力を磁気エネルギを介して電力
   変換するサイクロコンバータと、前記サイクロコンバー
   タの出力側に絶縁障壁を備えたスイッチング電源装置に
   おいて、前記絶縁障壁をコンデンサで構成したことを特
   徴とする、スイッチング電源装置。
6. （６）電源からの電力を磁気エネルギを用いて電力変換
   するスイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回
   路の出力を周波数変換する周波数変換回路と、前記スイ
   ッチング電源回路と前記周波数変換回路との間に絶縁障
   壁とを備えたスイッチング電源装置において、前記絶縁
   障壁をコンデンサで構成したことを特徴とする、スイッ
   チング電源装置。
7. （７）負荷に電力を供給するスイッチング電源装置であ
   って、 電源からの電力を磁気エネルギを介してスイッチングし
   て前記電源からの電力より高い周波数の電力を出力する
   スイッチング電源回路、 前記スイッチング電源回路と前記負荷との間に接続され
   、前記スイッチング電源回路と前記負荷との間に絶縁障
   壁を構成するコンデンサよりなる絶縁回路、および 前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または
   遮断するように接続したフィルタ回路を含む。
8. （８）第７請求項に従属するスイッチング電源装置であ
   って、 前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモー
   ド電流を抑圧するコモンモードチョークを含んで成る。
9. （９）第７請求項に従属するスイッチング電源装置であ
   って、 前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモー
   ド電流を抑圧するリアクトルを含んで成る。
10. （１０）負荷に電力を供給するスイッチング電源装置で
    あって、 電源からの電力を磁気エネルギを介してスイッチングし
    て前記電源からの電力よりも高い周波数の電力を出力す
    るスイッチング電源回路、 前記スイッチング電源回路の出力に接続され、前記スイ
    ッチング電源回路から出力された前記高い周波数の電力
    を周波数変換して前記高い周波数の電力より低い周波数
    の電力を負荷に供給する周波数変換回路、 前記スイッチング電源回路の出力と前記周波数変換回路
    の入力との間に接続され、前記スイッチング電源回路の
    出力と前記周波数変換回路の入力との間に絶縁障壁を構
    成するコンデンサから成る絶縁回路、および 前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑圧または
    遮断するように接続したフィルタ回路を含む。
11. （１１）第１０請求項に従属するスイッチング電源装置
    であって、 前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモー
    ド電流を抑圧するように接続されたコモンモードチョー
    クを含んで成る。
12. （１２）第１０請求項に従属するスイッチング電源装置
    であつて、 前記フィルタ回路は前記絶縁障壁を通過するコモンモー
    ド電流を抑圧するように接続されたリアクトルを含んで
    成る。
13. （１３）電源からの電力を磁気エネルギを介してスイッ
    チングして前記電源からの電力より高い周波数の電力に
    周波数変換する段階と、 そして、 絶縁障壁中を電界を媒体として前記高い周波数の電力を
    通過させる段階とからなるスイッチング電源装置の絶縁
    方法。
14. （１４）電源からの電力を磁気エネルギを用いて電力変
    換し前記電源からの電力より高い周波数の電力に周波数
    変換する段階と、 前記高い周波数の電力をコンデンサで構成された絶縁障
    壁中に通す段階と、 前記絶縁障壁を通過した前記高い周波数の電力をスイッ
    チングして低い周波数の電力に周波数変換する段階とか
    らなることを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方
    法。
15. （１５）請求項１３、１４に従属する絶縁方法であって
    、さらに、 前記絶縁障壁を通過するコモンモード電流を抑制する段
    階を含むことを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁
    方法。
16. （１６）請求項１３、１４、１５に従属する絶縁方法で
    あって、 前記高い周波数の電力が可聴周波数以上の電力であるこ
    とを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。
17. （１７）請求項１５、１６に従属する絶縁方法であって
    、 前記コモンモード電流の抑制をコモンモードチョークを
    使って行うことを特徴とするスイッチング電源装置の絶
    縁方法。
18. （１８）請求項１５、１６に従属する絶縁方法であって
    、 前記コモンモード電流の抑制をリアクトルを使って行う
    ことを特徴とするスイッチング電源装置の絶縁方法。