JPH03212125A - ２つの単相交流を１つの対称性３相交流に変換するための回路装置 - Google Patents
２つの単相交流を１つの対称性３相交流に変換するための回路装置Info
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- JPH03212125A JPH03212125A JP2279512A JP27951290A JPH03212125A JP H03212125 A JPH03212125 A JP H03212125A JP 2279512 A JP2279512 A JP 2279512A JP 27951290 A JP27951290 A JP 27951290A JP H03212125 A JPH03212125 A JP H03212125A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は請求範囲１の上位概念による、２つの単相交流
電流を対称的３相交流に変換するための装置を基礎とす
る。
電流を対称的３相交流に変換するための装置を基礎とす
る。
従来の技術
本発明の上位概念はＵＳ−Ａ−４，８００，４８１（米
国特許出願公開公報第４．８００．４８１号）から公知
の技術水準に係わる。ここでは直流電圧中間回路を有す
る電力変換器が示されており、上記中間回路によっては
１６２／３Ｈｚの線路ないし鉄道ネットワークが、５０
Ｈｚの州ネットワークに接続される。その場合、複数の
部分トランスを有する電圧加算トランスが、一方では線
路ないし鉄道ネットワークに接続され、他方では各部分
トランスごとに各１つの４象限調整器を介して直流電圧
中間回路に接続されている。
国特許出願公開公報第４．８００．４８１号）から公知
の技術水準に係わる。ここでは直流電圧中間回路を有す
る電力変換器が示されており、上記中間回路によっては
１６２／３Ｈｚの線路ないし鉄道ネットワークが、５０
Ｈｚの州ネットワークに接続される。その場合、複数の
部分トランスを有する電圧加算トランスが、一方では線
路ないし鉄道ネットワークに接続され、他方では各部分
トランスごとに各１つの４象限調整器を介して直流電圧
中間回路に接続されている。
発明の目的
本発明の課題ないし目的とするところは、はぼ電力の等
しい２つの別個の、第１の交流周波数の単相ゼネレータ
の交流を、第２の交流周波数の３相交流にわずかな装置
コストで変換する有効な装置を提供することにある。
しい２つの別個の、第１の交流周波数の単相ゼネレータ
の交流を、第２の交流周波数の３相交流にわずかな装置
コストで変換する有効な装置を提供することにある。
発明の構成
上記課題は請求範囲１に記載の構成要件により解決され
る。
る。
本発明の利点とするところは単相ゼネレータへの６パル
スの高調波振動のわずかな反作用、及び、少なくとも１
つのトランスを介しての整流器側の交流電圧の簡単な適
合に存する。本発明の装置構成は殊に、たんに１つのエ
ネルギ流方向に適する、即ち、２つの単相ゼネレータに
よる州ネットワークへの給電に殊に適する。
スの高調波振動のわずかな反作用、及び、少なくとも１
つのトランスを介しての整流器側の交流電圧の簡単な適
合に存する。本発明の装置構成は殊に、たんに１つのエ
ネルギ流方向に適する、即ち、２つの単相ゼネレータに
よる州ネットワークへの給電に殊に適する。
９０°位相ずれを有する２つの単相ゼネレータをトラン
スなしで整流器を介して直列に又は並列に接続するとし
たら、４パルス回路が得られることとなり、この回路に
よっては６パルス回路に比して、直流電圧中間回路にて
より一層高いフィルタコストを要することとなる。ポー
ルホイール角（負荷角）制御器がなければそのような装
置によっては同期関係が確保されなくなる。
スなしで整流器を介して直列に又は並列に接続するとし
たら、４パルス回路が得られることとなり、この回路に
よっては６パルス回路に比して、直流電圧中間回路にて
より一層高いフィルタコストを要することとなる。ポー
ルホイール角（負荷角）制御器がなければそのような装
置によっては同期関係が確保されなくなる。
実施例
次に図示の実施例を用いて本発明を説明する第１図は整
流器は電力変換器及びゼネレータ電圧用制御回路を備え
２つの単相交流電流を対称的３相交流に変換するための
装置構成を示し、上記整流器は交流側でスコツト−トラ
ンスを介して２つの単相ゼネレータに接続されており、
直流電圧中間回路を介して、２つの直列に接続されたイ
ンバータと接続されている。上記のインバータは電源ト
ランスを介して州ネットワークに接続されている。
流器は電力変換器及びゼネレータ電圧用制御回路を備え
２つの単相交流電流を対称的３相交流に変換するための
装置構成を示し、上記整流器は交流側でスコツト−トラ
ンスを介して２つの単相ゼネレータに接続されており、
直流電圧中間回路を介して、２つの直列に接続されたイ
ンバータと接続されている。上記のインバータは電源ト
ランスを介して州ネットワークに接続されている。
第１図中Ｇ１．Ｇ２は同期機ないし単相交流電圧発電機
（ゼネレータ）を示し、これはタービンＴｕ１．Ｔｕ２
により駆動され、１６２／３Ｈｚの発電機電圧ｕ１、ｕ
２を発生する。この電圧は交流電圧変換器１．２を用い
て発電機電圧信号ｕ１、ｕ２として検出可能である。簡
単のため発電機電圧（ゼネレータ電圧）及びこれに比例
するゼネレータ信号が同じように示されている。同じこ
とが、点弧角、設定値及び実際値に対して、並びに、そ
れに比例する点孤角信号、設定値信号及び実際値信号に
対して成立つＳ１、Ｓ２は交流電圧ゼネレータＧ１．Ｇ
２のポールホイール角度信号（これはゼネレータシャフ
トに設けられた発信器により発生される）を表わし、Ｐ
１ｓ、Ｐ２ＳはタービンＴｕｌＴｕ２の燃料供給の制御
のための出力設定値信号を表わす。
（ゼネレータ）を示し、これはタービンＴｕ１．Ｔｕ２
により駆動され、１６２／３Ｈｚの発電機電圧ｕ１、ｕ
２を発生する。この電圧は交流電圧変換器１．２を用い
て発電機電圧信号ｕ１、ｕ２として検出可能である。簡
単のため発電機電圧（ゼネレータ電圧）及びこれに比例
するゼネレータ信号が同じように示されている。同じこ
とが、点弧角、設定値及び実際値に対して、並びに、そ
れに比例する点孤角信号、設定値信号及び実際値信号に
対して成立つＳ１、Ｓ２は交流電圧ゼネレータＧ１．Ｇ
２のポールホイール角度信号（これはゼネレータシャフ
トに設けられた発信器により発生される）を表わし、Ｐ
１ｓ、Ｐ２ＳはタービンＴｕｌＴｕ２の燃料供給の制御
のための出力設定値信号を表わす。
交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２のステータ巻線は、夫々
、３相電源電圧を３相出力電圧に変換するための特殊変
圧器、即ち、所謂スコツト変圧器Ｔｒｌのトランス巻線
数ｎ１、ｎ２を有する１次巻線に接続されている。これ
は例えばＨａｎｄｂｕｃｈ ｆｕｅｒ Ｈｏｃｈｆｒｅ
ｑｕｅｎｚ −ｕｎｄ Ｅｌｅｋｔｒｏ −Ｔｅｃｈｎ
ｉｋｅｒ、 Ｖ、 Ｂｉｎｄ （第５巻） 、Ｖｅｒｌ
ａｇ ＦｕｅｒＲａｄｉｏ −Ｐｈｏｔｏ −Ｋｉｎ
ｏｔｅｃｈｎｉ、ｋ ＧｍｂＨ，Ｂｅｒｌｉｎ −Ｂｏ
ｒｓｉｇｗａｌｄｅ、 ｌ ９５７ ／ ｌ ９６７、
第６１８頁、に記載されている。１次巻線に配設された
２次巻線はトランス巻線数ｎ２．ｎ４、但し巻数比は次
の通りである。
、３相電源電圧を３相出力電圧に変換するための特殊変
圧器、即ち、所謂スコツト変圧器Ｔｒｌのトランス巻線
数ｎ１、ｎ２を有する１次巻線に接続されている。これ
は例えばＨａｎｄｂｕｃｈ ｆｕｅｒ Ｈｏｃｈｆｒｅ
ｑｕｅｎｚ −ｕｎｄ Ｅｌｅｋｔｒｏ −Ｔｅｃｈｎ
ｉｋｅｒ、 Ｖ、 Ｂｉｎｄ （第５巻） 、Ｖｅｒｌ
ａｇ ＦｕｅｒＲａｄｉｏ −Ｐｈｏｔｏ −Ｋｉｎ
ｏｔｅｃｈｎｉ、ｋ ＧｍｂＨ，Ｂｅｒｌｉｎ −Ｂｏ
ｒｓｉｇｗａｌｄｅ、 ｌ ９５７ ／ ｌ ９６７、
第６１８頁、に記載されている。１次巻線に配設された
２次巻線はトランス巻線数ｎ２．ｎ４、但し巻数比は次
の通りである。
ｎ２：ｎｌ−１： ｌおよび
ｎ３ ： ｎ４＝（３／２ ： １
トランス巻数ｎ２を有する２次巻線から交流相Ｒ，Ｔが
取出され、トランス巻数０４の２次巻線からは交流相Ｓ
が取出され、それら交流相は交流変換器３７〜３９を介
して被制御の第１の電力変換素子ないしブリッジ整流器
ＳＲＩの交流入力側に供給される。上記変換器３７〜３
９の出力側からは３つの交流信号＋ｌｉ＋ ｉ１、ｓ
、ｌｌアが取出可能である。電力変換素子ＳＲＩは電源
的に転流（整流）を行ない、ブリッジ分岐中にサイリス
タＴｌ−Ｔ６を有する。それらは点孤角信号α１１〜α
１６に依存して作動接続可能である。
取出され、トランス巻数０４の２次巻線からは交流相Ｓ
が取出され、それら交流相は交流変換器３７〜３９を介
して被制御の第１の電力変換素子ないしブリッジ整流器
ＳＲＩの交流入力側に供給される。上記変換器３７〜３
９の出力側からは３つの交流信号＋ｌｉ＋ ｉ１、ｓ
、ｌｌアが取出可能である。電力変換素子ＳＲＩは電源
的に転流（整流）を行ない、ブリッジ分岐中にサイリス
タＴｌ−Ｔ６を有する。それらは点孤角信号α１１〜α
１６に依存して作動接続可能である。
ＳＲ２，ＳＲ３は１２−パルス作動用の、直列に接続さ
れた２つのインバータ、又は第２ないし第３の電力変換
素子を示し、それらは電源的に又は強制的に整流（転流
）され得る。上記の第２ないし第３の電力変換素子は第
１のものと同じように構成されている。直流側では上記
第２、第３電力変換素子は直流電圧中間回路（これは直
流電圧検出器５を介して直列に接続された２つの中間回
路チョーク３．４及び中間回路コンデンサ６を有する）
を介して第１ｔ力変換素子ＳＲＩの直流電圧出力側に接
続されており、交流側では交流変換器７，８及びこれに
直列に接続された電源トランスＴｒ２．Ｔｒ３ （３角
結線ないし星形結線を有する）を介して５０Ｈｚの電源
周波数を有する交流電源ないしインバータ電源又は州電
源１０に接続されている。交流変換器７，８の出力側か
らは交流信号１２ないしＲ３が取出可能である。電力変
換素子ＳＲ２，ＳＲ３に対する点孤角信号はＧ２．Ｇ３
で示す。整流器ＳＲＩ、直流電圧中間回路３〜６．２つ
のインバータＳＲ２，ＳＲ３から成る電力変換器は３０
ｋＶの直流電圧及び３．３ｋＡの直流電流を以での高電
圧−直流変換をなすように設計されている。
れた２つのインバータ、又は第２ないし第３の電力変換
素子を示し、それらは電源的に又は強制的に整流（転流
）され得る。上記の第２ないし第３の電力変換素子は第
１のものと同じように構成されている。直流側では上記
第２、第３電力変換素子は直流電圧中間回路（これは直
流電圧検出器５を介して直列に接続された２つの中間回
路チョーク３．４及び中間回路コンデンサ６を有する）
を介して第１ｔ力変換素子ＳＲＩの直流電圧出力側に接
続されており、交流側では交流変換器７，８及びこれに
直列に接続された電源トランスＴｒ２．Ｔｒ３ （３角
結線ないし星形結線を有する）を介して５０Ｈｚの電源
周波数を有する交流電源ないしインバータ電源又は州電
源１０に接続されている。交流変換器７，８の出力側か
らは交流信号１２ないしＲ３が取出可能である。電力変
換素子ＳＲ２，ＳＲ３に対する点孤角信号はＧ２．Ｇ３
で示す。整流器ＳＲＩ、直流電圧中間回路３〜６．２つ
のインバータＳＲ２，ＳＲ３から成る電力変換器は３０
ｋＶの直流電圧及び３．３ｋＡの直流電流を以での高電
圧−直流変換をなすように設計されている。
９は電源トランスＴｒ２．Ｔｒ３用の電圧相似（疑似）
量変換器を示し、この変換器からは相似電圧信号信号ｕ
９２．Ｕ９３が取出可能である。
量変換器を示し、この変換器からは相似電圧信号信号ｕ
９２．Ｕ９３が取出可能である。
各交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２には、夫々のゼネレー
タ電圧ｕ１、ｕ２の安定化のための同じように構成され
た電圧制御回路が配属されており、わかり易くするため
それらのうち交流電圧ゼネレータＧ２用のもののみが示
しである。当該ゼネレータ電圧ｕ２はピーク値平滑付整
流器を介して加算器４１の否定（負）入力側に供給され
、それの非反転（正）入力側には設定可能なゼ不レーク
電圧設定値信号Ｕｓが加わる。出力側では上記加算器４
１はゼネレータ電圧制御器４２を介して励磁回路−電力
変換素子４３の制御入力側接続されている。ここからは
交流電圧ゼネレータＧ２の界磁巻線が給電を受ける。
タ電圧ｕ１、ｕ２の安定化のための同じように構成され
た電圧制御回路が配属されており、わかり易くするため
それらのうち交流電圧ゼネレータＧ２用のもののみが示
しである。当該ゼネレータ電圧ｕ２はピーク値平滑付整
流器を介して加算器４１の否定（負）入力側に供給され
、それの非反転（正）入力側には設定可能なゼ不レーク
電圧設定値信号Ｕｓが加わる。出力側では上記加算器４
１はゼネレータ電圧制御器４２を介して励磁回路−電力
変換素子４３の制御入力側接続されている。ここからは
交流電圧ゼネレータＧ２の界磁巻線が給電を受ける。
第２図は破線の枠で囲んだ２つの特別トランスＴｒ４．
Ｔｒ５を示し、これらはトランス巻線数ｎ５ないしＲ７
を有する１次巻線と、トランス巻線数ｎ６ないしＲ８を
有する２次巻線を有する。それらの特殊トランスＴｒ４
．Ｔｒ５は第１図のスコツト（Ｓｃｏｔｔ）−結線トラ
ンスＴｒｌの代わりに使用され得る。上記特別トランス
は上記スコツト−トランスＴ ｒ １より少ないタップ
数を有し、１つの共通の鉄心にてまとめられて唯１つの
トランスが形成され得る。当該巻線数比はｎ ５ ：
ｎ ６ ＝ １ ： ｖ’ ３およびＲ７：ｎ８＝１：
１である。トランスＴｒ４の１次巻線には第１の交流電
圧ゼネレータＧｌが接続されている。交流電圧ゼネレー
タＧ２はＴ相を形成する、トランスＴｒ５の２次巻線の
第１端部と、Ｓ相を形成する１次巻線の第１端部とに接
続されている。トランスＴｒ５の２次巻線の第２端部は
トランスＴｒ４の２次巻線の第１端部に接続されており
、第１の電力変換（方向性制御）素子ＳＲＩに対する交
流相Ｒを形成する。
Ｔｒ５を示し、これらはトランス巻線数ｎ５ないしＲ７
を有する１次巻線と、トランス巻線数ｎ６ないしＲ８を
有する２次巻線を有する。それらの特殊トランスＴｒ４
．Ｔｒ５は第１図のスコツト（Ｓｃｏｔｔ）−結線トラ
ンスＴｒｌの代わりに使用され得る。上記特別トランス
は上記スコツト−トランスＴ ｒ １より少ないタップ
数を有し、１つの共通の鉄心にてまとめられて唯１つの
トランスが形成され得る。当該巻線数比はｎ ５ ：
ｎ ６ ＝ １ ： ｖ’ ３およびＲ７：ｎ８＝１：
１である。トランスＴｒ４の１次巻線には第１の交流電
圧ゼネレータＧｌが接続されている。交流電圧ゼネレー
タＧ２はＴ相を形成する、トランスＴｒ５の２次巻線の
第１端部と、Ｓ相を形成する１次巻線の第１端部とに接
続されている。トランスＴｒ５の２次巻線の第２端部は
トランスＴｒ４の２次巻線の第１端部に接続されており
、第１の電力変換（方向性制御）素子ＳＲＩに対する交
流相Ｒを形成する。
トランスＴｒ５の１次巻線の、Ｑで示す第２端部はトラ
ンスＴｒ４の２次巻線の第２端部に接続されている。
ンスＴｒ４の２次巻線の第２端部に接続されている。
第３図には電圧ベクトル（ＳＲ，ＲＴ、−ＲＴ、ＴＳ、
ＱＲ）により当該特殊トランスＴｒ４、Ｔｒ５における
電圧関係を示す。前提とされているのは１ｕ１１＝１ｕ
２１であり、即ちゼネレータ電圧ｕ１、ｕ２が夫々のゼ
ネレータ電圧制御器４２を用いて同じ振幅に制御される
ことである。その場合下記の関係式が成立つＱＲ＝−Ｒ
Ｔ＋５Ｒ−ｕ ｌ −ｖ’３゜第４図では参照符号
１１は第５図に関連して詳述する消孤角実際値形成回路
を示し、この回路には入力側で相似電圧信号ｕ９２．ｕ
９３及び交流信号ｌ・２，１３が供給される。出力側で
は消孤値実際値信号γ１ないしγ□１１．γ□。
ＱＲ）により当該特殊トランスＴｒ４、Ｔｒ５における
電圧関係を示す。前提とされているのは１ｕ１１＝１ｕ
２１であり、即ちゼネレータ電圧ｕ１、ｕ２が夫々のゼ
ネレータ電圧制御器４２を用いて同じ振幅に制御される
ことである。その場合下記の関係式が成立つＱＲ＝−Ｒ
Ｔ＋５Ｒ−ｕ ｌ −ｖ’３゜第４図では参照符号
１１は第５図に関連して詳述する消孤角実際値形成回路
を示し、この回路には入力側で相似電圧信号ｕ９２．ｕ
９３及び交流信号ｌ・２，１３が供給される。出力側で
は消孤値実際値信号γ１ないしγ□１１．γ□。
が加算器１７の負の入力側に供給される。それの非反転
入力側には有利に１７’ｅｌ（電気角）に相応して、所
定の消孤角度設定値が加わる。
入力側には有利に１７’ｅｌ（電気角）に相応して、所
定の消孤角度設定値が加わる。
出力側にて、上記加算器１７は消孤角制御器１８と制御
的に作用結合されており、この制御器１８からはインバ
ータＳＲ２，ＳＲ３の作動接続のためδ＝１８０°−γ
に相応して点孤角信号ａ２．ａ３が取出可能である。各
々のインバータＳＲ２，ＳＲ３に対して１つの加算器１
７と１つの消孤角制御器１８が設けられている（２つの
消孤角実際値信号γ□２゜及びγ、１１、第５図参照、
及び２つの点孤角信号ａ２．σ３に相応して）。インバ
ータＳＲ２，ＳＲ３が一定の消孤角度γで作動されるこ
とにより、点弧角σ２とａ３はそれぞれの作動電流ｉ２
．ｉ３と関連して直流電圧中間回路３〜６の中間電圧を
定める。その種消孤角制御器は講義報告、Ｈ，Ｓｔｅｍ
ｍｌｅｒ ｅｔ ａ１、 、ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ
ＰＲＯＣＥＳＳＯＲＦＯＲＴＨＥ Ｃ０ＮＴＲ０Ｌ
ＯＦ ＨＶＤＣＡＮＤ ＳＶＳ、 ＣＡＮＡＤＩＡＮ
ＥＬＥ−ＣＴＲＩＣＡＬ ＡＳＳＯＣＩＡＴＩＯＮ 、
Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｏｐｅｒａｔｉｎ
ｇ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｅｅｔｉｎｇｓ 、 Ｔｏｒ
ｏｎｔｏ 、Ｃａｎａｄａ、Ｍａｒｃｈ ２５−２９．
１９８４、中第６図に関連して記載されている。
的に作用結合されており、この制御器１８からはインバ
ータＳＲ２，ＳＲ３の作動接続のためδ＝１８０°−γ
に相応して点孤角信号ａ２．ａ３が取出可能である。各
々のインバータＳＲ２，ＳＲ３に対して１つの加算器１
７と１つの消孤角制御器１８が設けられている（２つの
消孤角実際値信号γ□２゜及びγ、１１、第５図参照、
及び２つの点孤角信号ａ２．σ３に相応して）。インバ
ータＳＲ２，ＳＲ３が一定の消孤角度γで作動されるこ
とにより、点弧角σ２とａ３はそれぞれの作動電流ｉ２
．ｉ３と関連して直流電圧中間回路３〜６の中間電圧を
定める。その種消孤角制御器は講義報告、Ｈ，Ｓｔｅｍ
ｍｌｅｒ ｅｔ ａ１、 、ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ
ＰＲＯＣＥＳＳＯＲＦＯＲＴＨＥ Ｃ０ＮＴＲ０Ｌ
ＯＦ ＨＶＤＣＡＮＤ ＳＶＳ、 ＣＡＮＡＤＩＡＮ
ＥＬＥ−ＣＴＲＩＣＡＬ ＡＳＳＯＣＩＡＴＩＯＮ 、
Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｏｐｅｒａｔｉｎ
ｇ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｅｅｔｉｎｇｓ 、 Ｔｏｒ
ｏｎｔｏ 、Ｃａｎａｄａ、Ｍａｒｃｈ ２５−２９．
１９８４、中第６図に関連して記載されている。
１２は有効電力形成回路を示し、この回路は相似電圧信
号ｕ９２．ｕ９３の基本振動、およびインバータＳＲ２
，ＳＲ３の交流信号＋２゜ｉ３から電力Ｕ−ｉ−ｃｏｓ
４の相似量を形成し、それらの６つの相似量の値から唯
１つの電力実際値信号を形成する。但し、４はそのつど
の電圧Ｕとそのつどの電流ｉとの間の位相角である電力
実際値Ｐｉは加算器１９の反転入力側に供給され、それ
の非反転入力側には上位の制御により設定可能な電力設
定値信号Ｐｓが加わる。出力側では加算器１９は第１制
御入力側を介してＰ−Ｉ−特性（比例−積分特性）を有
する電力制御器２０と接続されており、この制御器の出
力側はデバイダ（分周器ないし分割器）２１のデバイダ
（分割）入力側と接続されており、上記デバイダ（分割
器）からは出力側にて直流設定値信号ｉ４．が取出可能
である。電力制御器２０の第２入力端及びデバイダ（分
割器）２１のデバイダ（分割）入力側にはコンピュータ
ないし直流電圧実際値形成回路１５の出力側からの直流
電圧実際値信号Ｕａｔが供給される。
号ｕ９２．ｕ９３の基本振動、およびインバータＳＲ２
，ＳＲ３の交流信号＋２゜ｉ３から電力Ｕ−ｉ−ｃｏｓ
４の相似量を形成し、それらの６つの相似量の値から唯
１つの電力実際値信号を形成する。但し、４はそのつど
の電圧Ｕとそのつどの電流ｉとの間の位相角である電力
実際値Ｐｉは加算器１９の反転入力側に供給され、それ
の非反転入力側には上位の制御により設定可能な電力設
定値信号Ｐｓが加わる。出力側では加算器１９は第１制
御入力側を介してＰ−Ｉ−特性（比例−積分特性）を有
する電力制御器２０と接続されており、この制御器の出
力側はデバイダ（分周器ないし分割器）２１のデバイダ
（分割）入力側と接続されており、上記デバイダ（分割
器）からは出力側にて直流設定値信号ｉ４．が取出可能
である。電力制御器２０の第２入力端及びデバイダ（分
割器）２１のデバイダ（分割）入力側にはコンピュータ
ないし直流電圧実際値形成回路１５の出力側からの直流
電圧実際値信号Ｕａｔが供給される。
参照番号１３．１４．２３は直流実際値形成回路を示し
、この回路は例えばＴａ５ｃｈｅｎｂｕｃｈ −Ｅｌｅ
ｋｔｒｏｔｅｃｈｎｉｋ％Ｂａｎｄ ５ （第５巻）
、ＷＥＢ Ｖｅｒ−１ａｇ Ｔｇｃｈｎｉｋ Ｂｅｒｌ
ｉｎ ｌ ９８０、出版社：Ｅ、Ｐ−ｈｉｌｉ１）ｐｏ
ｔｉ、第８３５−８３６頁から公知であり、上記回路は
夫々入力側交流実際値信号１１ないし１２ないし１３に
依存して、出力側にて整流された電流実際値信号１１Ｊ
ｉを送出する。
、この回路は例えばＴａ５ｃｈｅｎｂｕｃｈ −Ｅｌｅ
ｋｔｒｏｔｅｃｈｎｉｋ％Ｂａｎｄ ５ （第５巻）
、ＷＥＢ Ｖｅｒ−１ａｇ Ｔｇｃｈｎｉｋ Ｂｅｒｌ
ｉｎ ｌ ９８０、出版社：Ｅ、Ｐ−ｈｉｌｉ１）ｐｏ
ｔｉ、第８３５−８３６頁から公知であり、上記回路は
夫々入力側交流実際値信号１１ないし１２ないし１３に
依存して、出力側にて整流された電流実際値信号１１Ｊ
ｉを送出する。
電流実際値信号１２ ｄ＋＋ １３□は切換スイッチ
１６を介して電流実際値信号ｔａ＋として、直流実際値
形成回路１５の第１入力側に供給されこの回路１５は消
孤角実際値形成回路１１の出力側からの消孤角実際値γ
ｉおよび相似電圧信号ｕ９２．ｕ９３が供給される。直
流実際値形成回路１５ではインバータＳＲ２，ＳＲ３の
交流相Ｒ，Ｓ、Ｔに対して、直流電圧Ｕｄ−１３，５・
Ｕ−ｃＯ８γ＋ ３ ” Ｘ ｃ ” ｌ ａ ｌ／
ｒが計算される。但し、Ｘｔはスコツト−トランスＴ
ｒｉないしトランスＴｒ４．Ｔｒ５の短絡リアクタンス
の意義を有する所定の定数であり、Ｕは電圧信号を意味
しこの電圧信号は切換スイッチ１６の位置に相応して相
似電圧信号ｕ９２．ｕ９３のうちの１つであり得る。直
流実際値形成回路１５の出力側における直流電圧実際値
信号は６つの計算されたＵ、値から平均値形成により得
られる。
１６を介して電流実際値信号ｔａ＋として、直流実際値
形成回路１５の第１入力側に供給されこの回路１５は消
孤角実際値形成回路１１の出力側からの消孤角実際値γ
ｉおよび相似電圧信号ｕ９２．ｕ９３が供給される。直
流実際値形成回路１５ではインバータＳＲ２，ＳＲ３の
交流相Ｒ，Ｓ、Ｔに対して、直流電圧Ｕｄ−１３，５・
Ｕ−ｃＯ８γ＋ ３ ” Ｘ ｃ ” ｌ ａ ｌ／
ｒが計算される。但し、Ｘｔはスコツト−トランスＴ
ｒｉないしトランスＴｒ４．Ｔｒ５の短絡リアクタンス
の意義を有する所定の定数であり、Ｕは電圧信号を意味
しこの電圧信号は切換スイッチ１６の位置に相応して相
似電圧信号ｕ９２．ｕ９３のうちの１つであり得る。直
流実際値形成回路１５の出力側における直流電圧実際値
信号は６つの計算されたＵ、値から平均値形成により得
られる。
直流設定値信号Ｉｄ、が、ＭＪ算器２２の非反転入力側
に供給され、電流実際値信号１１．が加算器２２の反転
入力側に供給される。出力側では加算器２２はＰＩ−特
性の直流制御器２４（この制御器２４は電力制御器２０
に対して下位におかれている）を介し、また、上記制御
器２４に後置接続のアクロス（ａｃｒｏｓｓ）素子２５
を介して、サイリスタＴＩ、Ｔ４の制御入力側と制御的
に接続されており、加算器２６〜２９０反転入力側を介
してはサイリスタＴ３．Ｔ６Ｔ２．Ｔ５と制御的に接続
されている。上記ａｃｒｏｓｓ素子２５は制御器特性カ
ーブの直線化に用いられ、この素子２５の出力側には点
弧角α１に相応して方向性制御素子ＳＲＩのサイリスタ
Ｔ１〜Ｔ６に対する点弧信号が現われる。
に供給され、電流実際値信号１１．が加算器２２の反転
入力側に供給される。出力側では加算器２２はＰＩ−特
性の直流制御器２４（この制御器２４は電力制御器２０
に対して下位におかれている）を介し、また、上記制御
器２４に後置接続のアクロス（ａｃｒｏｓｓ）素子２５
を介して、サイリスタＴＩ、Ｔ４の制御入力側と制御的
に接続されており、加算器２６〜２９０反転入力側を介
してはサイリスタＴ３．Ｔ６Ｔ２．Ｔ５と制御的に接続
されている。上記ａｃｒｏｓｓ素子２５は制御器特性カ
ーブの直線化に用いられ、この素子２５の出力側には点
弧角α１に相応して方向性制御素子ＳＲＩのサイリスタ
Ｔ１〜Ｔ６に対する点弧信号が現われる。
加算器３０の非反転入力側には９０°値号が供給され、
反転入力側には交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２のポール
ホイール（ロータ）角度信号６１．６２の差信号δｌ−
δ２が供給される。出力側では加算器３０はＰＩ特性の
ポールホイール角度（ないし負荷角）制御器３１を介し
て（この制御器３１からは点弧角差信号Δαが取出可能
である）ＰＩ特性のタービン補償調整制御器３２と制御
的に接続されている。上記制御器３２からは出力側にて
５０％−電力−葺設定値信号△Ｐ ｓ／２が取出可能で
ある。点孤角差信号Δαは加算器２６．２７の非反転入
力側に供給され、これらの加算器２６．２７の出力側に
はサイリスタＴ３ないしＴ６に対する点孤角信号σ１３
ないしａｌＢが取出可能である。上記信号Δａは加算器
２８．２９の反転入力側に供給され、これら加算器から
は出力側にて、サイリスタＴ２ないしＴ３に対する点孤
角信号σ１２ないしα１５が取出可能である。ポールホ
イール（ロータ）角制御器３１が迅速に、即ち１６２／
３Ｈｚの線路ないし鉄道周波数の周期内で制御を行なう
のに対して、タービン補償調整制御器３３は緩慢に制御
を行なう、即ち、Ｉｓ−１ｍａｎ内で制御を行なう。そ
の際、所望の９０°値からのポールホイール（ロータ）
角（ないし負荷角）偏差９０°−（δｌ−δ２）２°−
３°が甘受される。
反転入力側には交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２のポール
ホイール（ロータ）角度信号６１．６２の差信号δｌ−
δ２が供給される。出力側では加算器３０はＰＩ特性の
ポールホイール角度（ないし負荷角）制御器３１を介し
て（この制御器３１からは点弧角差信号Δαが取出可能
である）ＰＩ特性のタービン補償調整制御器３２と制御
的に接続されている。上記制御器３２からは出力側にて
５０％−電力−葺設定値信号△Ｐ ｓ／２が取出可能で
ある。点孤角差信号Δαは加算器２６．２７の非反転入
力側に供給され、これらの加算器２６．２７の出力側に
はサイリスタＴ３ないしＴ６に対する点孤角信号σ１３
ないしａｌＢが取出可能である。上記信号Δａは加算器
２８．２９の反転入力側に供給され、これら加算器から
は出力側にて、サイリスタＴ２ないしＴ３に対する点孤
角信号σ１２ないしα１５が取出可能である。ポールホ
イール（ロータ）角制御器３１が迅速に、即ち１６２／
３Ｈｚの線路ないし鉄道周波数の周期内で制御を行なう
のに対して、タービン補償調整制御器３３は緩慢に制御
を行なう、即ち、Ｉｓ−１ｍａｎ内で制御を行なう。そ
の際、所望の９０°値からのポールホイール（ロータ）
角（ないし負荷角）偏差９０°−（δｌ−δ２）２°−
３°が甘受される。
電力設定値信号Ｐｓはデバイダ３３に供給され、このデ
バイダは電力設定値信号Ｐｓの値をｓ 半分にして５０％電力設定値信号了を形成すｓ る。この信号下は加算器３４．３５の非反転入力側に供
給される。当該５０％−電力差設定値信号（△Ｐ ｓ／
２）は一方では加算器３４の別の非反転入力側に供給さ
れる。この加算器の出力側ではタービンＴｕｌの制御用
の電力設定値信号Ｐｉｓが取出可能である。上記信号△
Ｐ ｓ／２は他方では加算器３５の反転入力側に供給さ
れこの加算器３５の出力側からはタービンＴｕ２の制御
用の電力設定値信号Ｐ２ｓが取出可能である。
バイダは電力設定値信号Ｐｓの値をｓ 半分にして５０％電力設定値信号了を形成すｓ る。この信号下は加算器３４．３５の非反転入力側に供
給される。当該５０％−電力差設定値信号（△Ｐ ｓ／
２）は一方では加算器３４の別の非反転入力側に供給さ
れる。この加算器の出力側ではタービンＴｕｌの制御用
の電力設定値信号Ｐｉｓが取出可能である。上記信号△
Ｐ ｓ／２は他方では加算器３５の反転入力側に供給さ
れこの加算器３５の出力側からはタービンＴｕ２の制御
用の電力設定値信号Ｐ２ｓが取出可能である。
第５図には消孤角実際値形成回路ｉ１が詳細に示しであ
る。零検出器４４〜４７には電力変ａ（方向＋！ｌ−１
「麦子ＳＲ９の亦濠λ力側の本流電流〜及び相似電圧信
号１２ないしα９２、及び電力変換（方向性制御）素子
ＳＲ３の交流入力側のそれｉ３ないしα９３が供給され
る。
る。零検出器４４〜４７には電力変ａ（方向＋！ｌ−１
「麦子ＳＲ９の亦濠λ力側の本流電流〜及び相似電圧信
号１２ないしα９２、及び電力変換（方向性制御）素子
ＳＲ３の交流入力側のそれｉ３ないしα９３が供給され
る。
零検出器４４．４５はフリップフロップないしＳＲ切換
素子４８のＳ−ないしＲ入力側に接続されており、上記
素子４８の出力側からは電力変換（方向性制御）素子Ｓ
Ｒ２用の消孤角信号７５１２．が取出可能である。零検
出器４６，４７は出力側にて７リツプフロツプないしＳ
Ｒ切換素子４９のＳ−ないしＲ−入力端に接続されてお
り、上記素子４９の出力側からは電力変換（方向性制御
）素子ＳＲ３用の消孤角実際値信号γ□１が取出可能で
ある。
素子４８のＳ−ないしＲ入力側に接続されており、上記
素子４８の出力側からは電力変換（方向性制御）素子Ｓ
Ｒ２用の消孤角信号７５１２．が取出可能である。零検
出器４６，４７は出力側にて７リツプフロツプないしＳ
Ｒ切換素子４９のＳ−ないしＲ−入力端に接続されてお
り、上記素子４９の出力側からは電力変換（方向性制御
）素子ＳＲ３用の消孤角実際値信号γ□１が取出可能で
ある。
消孤角γの形成に関与する弁電流の零点通過信号は常に
電流ブロックの終りに所属する。それらの信号によって
ＳＲ切換素子４８．４９の出力側が、ロジックｌにセッ
トされる。所属の電圧の後接する零点通過信号によって
それぞれのＳＲ切換素子の出力側が、再びロジック０へ
セットされる。状態ロジック１の接続時間は消孤角γの
直接的相似ないし尺度である。
電流ブロックの終りに所属する。それらの信号によって
ＳＲ切換素子４８．４９の出力側が、ロジックｌにセッ
トされる。所属の電圧の後接する零点通過信号によって
それぞれのＳＲ切換素子の出力側が、再びロジック０へ
セットされる。状態ロジック１の接続時間は消孤角γの
直接的相似ないし尺度である。
次に本発明の装置の作用を第６図に説明するタービンＴ
ｕ１．Ｔｕ２により駆動される２つの単相−交流電圧発
電機（ゼネレータ）ＧＩＧ２（これは夫々５０ＭＷの電
力及び１６２／３Ｈｚの線路ないし鉄道周波数に対して
設計されている）は特殊トランスＴｒｉ；Ｔｒ４．Ｔｒ
５と電力変換器（インバータないしコンバータ素子）Ｓ
ＲＩ、３〜６、ＳＲ２，ＳＲ３（これはＨＧＵ装置であ
ってよい）とを介して給電を行ない得る。エネルギ方向
の反転は基本的に所謂マージナル電流方式によって可能
である。
ｕ１．Ｔｕ２により駆動される２つの単相−交流電圧発
電機（ゼネレータ）ＧＩＧ２（これは夫々５０ＭＷの電
力及び１６２／３Ｈｚの線路ないし鉄道周波数に対して
設計されている）は特殊トランスＴｒｉ；Ｔｒ４．Ｔｒ
５と電力変換器（インバータないしコンバータ素子）Ｓ
ＲＩ、３〜６、ＳＲ２，ＳＲ３（これはＨＧＵ装置であ
ってよい）とを介して給電を行ない得る。エネルギ方向
の反転は基本的に所謂マージナル電流方式によって可能
である。
最小の装置コストを要するそのような装置構成の作動の
ｔ：めの第１の条件は一定の無負荷電圧への両交流電圧
ゼネレータＧ１、Ｇ２の制御、すなわち、ｕｌ＝ｕ２−
ｕｓであるようにすることである。上記条件の維持のた
めには交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の励磁電流を、電
力変換（方向性制御）素子側の交流電圧ｕ１、ｕ２のそ
れぞれの平滑化されたピーク値に依存して各１つのゼネ
レータ電圧制御器４２により制御さればよい。
ｔ：めの第１の条件は一定の無負荷電圧への両交流電圧
ゼネレータＧ１、Ｇ２の制御、すなわち、ｕｌ＝ｕ２−
ｕｓであるようにすることである。上記条件の維持のた
めには交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の励磁電流を、電
力変換（方向性制御）素子側の交流電圧ｕ１、ｕ２のそ
れぞれの平滑化されたピーク値に依存して各１つのゼネ
レータ電圧制御器４２により制御さればよい。
第２の条件は９０Ｄ （電気角）ずれたゼネレータ電圧
ｕ１、ｕ２での両交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の作動
である。この条件の維持のためには通常の方向性制御器
素子制御に対して付加事項が必要である、それというの
は、当該制御のみが２つの電気的に別個の交流ゼネレー
タＧ１、Ｇ２の同期関係を形成するには十分な速さを有
するからである。この付加的事項とはポールホイール（
ロータ）角度制御器３１である先ず差当り仮定されるの
は、理想的位相関係が、機械（発電機）−ないしゼネレ
ータ電圧の９０°位相差を以て存在しており、また、電
気変換（方向性制御）素子弁ないしサイリスタＴ１−Ｔ
６が等間隔に点弧されるということである。この場合Δ
σ−０である。５ＣＯＴＴトランスＴｒｌに対して生じ
る電力変換（方向性制御）素子側電流１１＋ １＄＋
ＩＴは第６ｃ図〜第６ｅ図にて無限に大の平滑チョ
ークコイルの仮定下でまた、上述の巻回比の仮定のもと
で示されている。同じ大きさの発電機電圧ｕｌ＝ｕ２の
際、交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２に対する基本振幅電
流１１Ｇｌ＋ Ｉ ＩＯ２は下記の通りである、１１
ＧＩ” Ｉ ＩＯ２” ３・ｔｄ（ｖ／−２・Ｋ）。
ｕ１、ｕ２での両交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の作動
である。この条件の維持のためには通常の方向性制御器
素子制御に対して付加事項が必要である、それというの
は、当該制御のみが２つの電気的に別個の交流ゼネレー
タＧ１、Ｇ２の同期関係を形成するには十分な速さを有
するからである。この付加的事項とはポールホイール（
ロータ）角度制御器３１である先ず差当り仮定されるの
は、理想的位相関係が、機械（発電機）−ないしゼネレ
ータ電圧の９０°位相差を以て存在しており、また、電
気変換（方向性制御）素子弁ないしサイリスタＴ１−Ｔ
６が等間隔に点弧されるということである。この場合Δ
σ−０である。５ＣＯＴＴトランスＴｒｌに対して生じ
る電力変換（方向性制御）素子側電流１１＋ １＄＋
ＩＴは第６ｃ図〜第６ｅ図にて無限に大の平滑チョ
ークコイルの仮定下でまた、上述の巻回比の仮定のもと
で示されている。同じ大きさの発電機電圧ｕｌ＝ｕ２の
際、交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２に対する基本振幅電
流１１Ｇｌ＋ Ｉ ＩＯ２は下記の通りである、１１
ＧＩ” Ｉ ＩＯ２” ３・ｔｄ（ｖ／−２・Ｋ）。
但しＩｄは電流１□＋ｌ！＋’？の振幅を表わす。
転流（コミユテーシヨン）リアクタンスの影響は差当り
無視される。
無視される。
タービン制御状態が電力と精確に平衡状態に保たれてい
ない限り、交流電圧ゼネレータＧＩＧ２は理想的動作点
からのドリフトを生じる。理想的位相差９０°からの偏
差により、点弧角差信号Δσ、（第４図参照）が生ぜし
められる。点弧角差信号Δａは交流相ＴのサイリスタＴ
２．Ｔ５の点弧角δ１２．δ、１５を平均的動作点から
、例えばδ１２−８１５−１５°シフトするために用い
られ得る。そのようにシフトすることにより、スリップ
が生じる前に、電力平衡及び９０６電気角の位相関係が
再形成（回復）されるようにするのである。このことは
両交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２間の位相関係（状態）
の実際値の検出が必要であり、このことはポールホイー
ル（ロータ）角度δ１、δ２の測定及び検出により行な
われる 交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２間の電力差への直ちの適
合のためサイリスタの等間隔の点弧から意図的にわずか
にずらすことが行なわれる。交流電圧ゼネレータＧｌの
電力が優勢になった際は交流相ＳのサイリスタＴ３．Ｔ
６の点弧角ｇ１３． δ１６ （第６図ａ、ｂ参照）は
点弧角差分△ａだけ早めて点弧され、交流電圧ゼネレー
タＧ２の電力が優勢になった際はΔａだけ遅れて点弧さ
れる（第６図ｄ参照）。点弧遅延の際はサイリスタＴ３
．Ｔ６の電流ブロックは短縮され、一方、交流相Ｒのサ
イリスタＴＩ。
ない限り、交流電圧ゼネレータＧＩＧ２は理想的動作点
からのドリフトを生じる。理想的位相差９０°からの偏
差により、点弧角差信号Δσ、（第４図参照）が生ぜし
められる。点弧角差信号Δａは交流相ＴのサイリスタＴ
２．Ｔ５の点弧角δ１２．δ、１５を平均的動作点から
、例えばδ１２−８１５−１５°シフトするために用い
られ得る。そのようにシフトすることにより、スリップ
が生じる前に、電力平衡及び９０６電気角の位相関係が
再形成（回復）されるようにするのである。このことは
両交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２間の位相関係（状態）
の実際値の検出が必要であり、このことはポールホイー
ル（ロータ）角度δ１、δ２の測定及び検出により行な
われる 交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２間の電力差への直ちの適
合のためサイリスタの等間隔の点弧から意図的にわずか
にずらすことが行なわれる。交流電圧ゼネレータＧｌの
電力が優勢になった際は交流相ＳのサイリスタＴ３．Ｔ
６の点弧角ｇ１３． δ１６ （第６図ａ、ｂ参照）は
点弧角差分△ａだけ早めて点弧され、交流電圧ゼネレー
タＧ２の電力が優勢になった際はΔａだけ遅れて点弧さ
れる（第６図ｄ参照）。点弧遅延の際はサイリスタＴ３
．Ｔ６の電流ブロックは短縮され、一方、交流相Ｒのサ
イリスタＴＩ。
Ｔ４の電流ブロックは同じ程度に延長される。
これにより交流電圧ゼネレータＧｌの負荷が高められ、
−万Ｇ２のそれは減少される。この手段によっては過度
に大のポールホイール（ロータ）角度差の場合は当該短
縮の行なわれるようになる。その際不都合なことはその
ような手段によっては交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の
電力係数が変化することである。上記現象ないし不都合
を回避しようとする場合は点弧角差信号Δαは破線で示
すように、サイリスタＴ２．Ｔ５を早めて点弧するため
に利用され得る。交流電圧ゼネレータＧｌの電力は δ１−δ２く９０゜ の際に優勢となる。
−万Ｇ２のそれは減少される。この手段によっては過度
に大のポールホイール（ロータ）角度差の場合は当該短
縮の行なわれるようになる。その際不都合なことはその
ような手段によっては交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ２の
電力係数が変化することである。上記現象ないし不都合
を回避しようとする場合は点弧角差信号Δαは破線で示
すように、サイリスタＴ２．Ｔ５を早めて点弧するため
に利用され得る。交流電圧ゼネレータＧｌの電力は δ１−δ２く９０゜ の際に優勢となる。
デバイダ３３にて半分割された５０％−電力設定値はタ
ービン電力制御用の理想的設定値を成す。点弧角差信号
△ａをほぼ０にするにはタービン補償制御器３２におい
て付加−ないし５０％−電力差設定値△Ｐｓ／２が形成
され、この葺設定値はタービンＴｕｌに対する理想的な
電力設定値に加えられ、タービンＴｕ２のそれから差引
かれる。
ービン電力制御用の理想的設定値を成す。点弧角差信号
△ａをほぼ０にするにはタービン補償制御器３２におい
て付加−ないし５０％−電力差設定値△Ｐｓ／２が形成
され、この葺設定値はタービンＴｕｌに対する理想的な
電力設定値に加えられ、タービンＴｕ２のそれから差引
かれる。
重要なことはタービン制御によって、交流電圧ゼネレー
タＧ１、Ｇ２が一定の電力比に、および両電力の所定の
和に制御されることであるインバータＳＲ２，ＳＲ３は
一定の消孤角γで制御される。
タＧ１、Ｇ２が一定の電力比に、および両電力の所定の
和に制御されることであるインバータＳＲ２，ＳＲ３は
一定の消孤角γで制御される。
高周波的に有利な１２５パルスインバータＳＲ２，ＳＲ
３の代わりに唯１つの３相交流ブリツジヲ有スる６バル
スインバータが使用され得このことは比較的小さな電力
の際ないし著しく強力なインバータネットワーク（わず
かな高周波影響力を以て）の際有利であり得る。簡単な
サイリスタＴ１〜Ｔ６の代わりに、インバータＳＲＩ〜
ＳＲ３において逆並列のダイオードを有するＧＴＯサイ
リスタを使用することができる。
３の代わりに唯１つの３相交流ブリツジヲ有スる６バル
スインバータが使用され得このことは比較的小さな電力
の際ないし著しく強力なインバータネットワーク（わず
かな高周波影響力を以て）の際有利であり得る。簡単な
サイリスタＴ１〜Ｔ６の代わりに、インバータＳＲＩ〜
ＳＲ３において逆並列のダイオードを有するＧＴＯサイ
リスタを使用することができる。
直流中間回路３〜６内を流れる直流ｔｉｔを求めるため
の交流変換器７，８（これは直流電圧実際値形成回路１
５にて直流電圧実際値信号Ｕｄｉの計算のために必要と
される）の代わりに、当該直流電圧中間回路にて直流電
圧検出器５を使用することもでき、上記検出器は比較的
高価なものであって、省かれ得る。
の交流変換器７，８（これは直流電圧実際値形成回路１
５にて直流電圧実際値信号Ｕｄｉの計算のために必要と
される）の代わりに、当該直流電圧中間回路にて直流電
圧検出器５を使用することもでき、上記検出器は比較的
高価なものであって、省かれ得る。
発明の効果
本発明によれば、はぼ電力の等しい２つの別個の、第１
の交流周波数の単相ゼネレータの交流を、第２の交流周
波数の３相交流に、わずかな装置コストで変換する装置
を実現でき、単相ゼネレータへの６パルスの高周波振動
のわずかな反作用、及び少なくとも１つのトランスを介
しての整流器側の交流電圧の簡単な適合を行ない得る効
果が奏される。
の交流周波数の単相ゼネレータの交流を、第２の交流周
波数の３相交流に、わずかな装置コストで変換する装置
を実現でき、単相ゼネレータへの６パルスの高周波振動
のわずかな反作用、及び少なくとも１つのトランスを介
しての整流器側の交流電圧の簡単な適合を行ない得る効
果が奏される。
第１図は整流器付電力変換器及びゼネレータ電圧用の制
御回路を備えていて２つの単相交流を１つの対称３相交
流電流に変換する回路装置のブロック接続図、第２図は
第１図の装置構成において５ＣＯＴＴトランスの代わり
に使用可能な２つのトランスの接続構成図、第３図は第
２図のトランスに対する電圧ベクトル図、第４図は１図
の装置構成の作動のための制御構造のブロック接続図、
第５図は第１図のＭ御構造の消孤角実際値形成回路のブ
ロック接続図、第６図は第１図の整流器のサイリスタ及
びサイリスタに対する点弧信号の信号ダイヤグラムの特
性図である。 Ｇ１、Ｇ２・・・同期機ないし単相発電機（ゼネレータ
）、ｕ１、ｕ２−ゼネレータ電圧、Ｔｕ１、Ｔａ２・・
・タービン、１．２・・・交流電圧変換器 Ｉ６６
御回路を備えていて２つの単相交流を１つの対称３相交
流電流に変換する回路装置のブロック接続図、第２図は
第１図の装置構成において５ＣＯＴＴトランスの代わり
に使用可能な２つのトランスの接続構成図、第３図は第
２図のトランスに対する電圧ベクトル図、第４図は１図
の装置構成の作動のための制御構造のブロック接続図、
第５図は第１図のＭ御構造の消孤角実際値形成回路のブ
ロック接続図、第６図は第１図の整流器のサイリスタ及
びサイリスタに対する点弧信号の信号ダイヤグラムの特
性図である。 Ｇ１、Ｇ２・・・同期機ないし単相発電機（ゼネレータ
）、ｕ１、ｕ２−ゼネレータ電圧、Ｔｕ１、Ｔａ２・・
・タービン、１．２・・・交流電圧変換器 Ｉ６６
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ａ）２つの単相交流を１つの対称性３相交流に変換
するための回路装置であって少なくとも２つの電力変換
素子を有する電力変換器を有し該電力変換素子は直流電
圧中間回路を介して相互に作用結合しており、 ｂ）上記電力変換器は少なくとも１つの第１の電力変換
素子（ＳＲ１）を有し、該素子は交流側で少なくとも２
つの単相交流端子と作用結合しており、 ｃ）上記電力変換器は少なくとも１つの第２の電力変換
素子（ＳＲ２、ＳＲ３）を有し該素子は交流側で対称的
な３相交流端子と作用結合されているものにおいて、 ｄ）上記の少なくとも１つの電力変換素子（ＳＲ１）は
３相のブリッジ整流器として構成されており、該整流器
は交流側で少なくとも１つの第１のトランス（Ｔｒ１；
Ｔｒ４；Ｔｒ５）を介して第１の交流電圧ゼネレータ（
Ｇ１）と別個の第２の交流電圧ゼネレータ（Ｇ２）とに
作用結合されていることを特徴とする２つの単相交流を
１つの対称性３相交流に変換するための回路装置。 ２、上記第１トランスはスコット（ＳＣＯＴＴ）トラン
ス（Ｔｒ１）として構成されている請求項１記載の装置
。 ３、上記の少なくとも１つの電力変換素子（ＳＲ１）は
交流側で２つの相互に電気的に接続された第２、第３ト
ランス（Ｔｒ４、Ｔｒ５）を介して作用結合されており
、 ｂ）その際第２トランス（Ｔｒ４）は少なくとも１つの
１次巻線を以て第１の交流電圧ゼネレータに接続されて
おり、 ｃ）第３のトランス（Ｔｒ５）はそれの１次巻線（ｎ７
）と２次コイル（ｎ８）を介して上記第２ゼネレータに
接続されており、その際、第２トランスの２次コイル（
ｎ６）は第３トランスの２次コイル（ｎ８）を介して第
３トランスの１次コイルと直列に接続されており、更に
、 ｄ）３相交流に対する第１、第３タップ取出部（Ｒ、Ｔ
）は第３トランス（Ｔｒ４）の２次巻線（ｎ８）の端部
と接続されており、３相交流に対する第２タップ取出部
（Ｓ）は第２交流電圧ゼネレータ（Ｇ２）の電気的接続
個所と共に第３トランス（Ｔｒ５）の１次巻線に作用接
続結合されている請求項１記載の装置４、ａ）上記の少
なくとも１つの第２の電力変換素子（ＳＲ２、ＳＲ３）
はインバータとして構成されており、 ｂ）消孤角制御器（１８）が設けられており、該制御器
は上記の少なくとも１つのインバータの弁を一定の消孤
角（γ）に制御するように構成されている請求項１から
３までのいずれか１項記載の装置。 ５、ａ）電力制御器（２０）が設けられており、ｂ）該
電力制御器の下位に、電流制御器（２４）が設けられて
おり、該電流制御器の出力信号に依存して、第１電力変
換素子（ＳＲ１）に対する点孤角信号（α１１〜α１６
）が形成されるように構成されている請求項１から４ま
でのいずれか１項記載の装置。 ６、ａ）各ゼネレータ（Ｇ１、Ｇ２）に対して、ゼネレ
ータ電圧制御器（３８）が設けられており、該制御器は
夫々のゼネレータの出力信号（ｕ１、ｕ２）を所定のゼ
ネレータ電圧設定値（Ｕｓ）に制御し、 ｂ）出力側にて、夫々のゼネレータの励磁巻線の給電部
（３９）と制御技術的に接続されている請求項５記載の
装置。 ７、ポールホイールないしロータ（負荷）角度制御器（
３１）が設けられており、該制御器は両交流電圧ゼネレ
ータ（Ｇ１、Ｇ２）のポールホイールないしロータ（負
荷）角（δ１、δ２）を９０°（電気角）の相互間の相
対的位相差に制御するように構成されている請求項１か
ら６までのいずれか１項記載の装置。 ８、第１電力変換素子（ＳＲ１）の点孤角信号（α１１
〜α１６）は上記の少なくとも１つのポールホイールな
いしロータ角制御器（３１）の出力信号Δαに依存して
形成される請求項７記載の装置。 ９、比例−積分（Ｐ−Ｉ）特性を有するタービン補償制
御器（３２）が設けられており、当該Ｐ−Ｉ特性が少な
くとも１つのポールホイールないしロータ制御器（３１
）の出力信号ないし点孤角差信号Δαに依存するように
構成され該依存性により、交流電圧ゼネレータＧ１、Ｇ
２を駆動する２つの別個のタービン（Ｔｕ１、Ｔｕ２）
は、夫々所属の交流電圧ゼネレータに送出される出力相
互間の一定の比にないし ｂ）当該出力相互の和の一定値に制御されるように構成
されている請求項７又は８記載の装置。 １０、ａ）第１の加算素子（３４）が設けられており、
該加算素子にて、伝送−電力設定値（Ｐｓ／２）に対応
づけられた信号と、タービン補償制御器（３２）の出力
信号ないし５０％−電力差設定値（ΔＰｓ／２）が、第
１タービン（Ｔｕ１）に対する第１の電力設定値（Ｐ１
ｓ）に加算的に重畳されるように構成され、ｂ）第２の
加算素子（３５）が設けられており、該第２加算素子に
て、伝送−電力設定値（Ｐｓ／２）に対応づけられた信
号と、タービン補償制御器（３２）の出力信号（Ｐｓ／
２）が、第２タービン（Ｔｕ２）に対する第２の電力設
定値（Ｐ２ｓ）に対して減算的に重畳される請求項９記
載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
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| DE3934836.9 | 1989-10-19 | ||
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| JPH03212125A true JPH03212125A (ja) | 1991-09-17 |
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- 1990-10-16 US US07/598,213 patent/US5084812A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-10-19 JP JP2279512A patent/JPH03212125A/ja active Pending
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| US5084812A (en) | 1992-01-28 |
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