JPH03192906A - 検波回路およびそれを用いた装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、任意波形を有する信号やＡＭ信号を検波する
検波回路に係り、特に低い電源電圧で動作する機器、特
に電池式の無線機やラジオ受信機に好適な検波回路に関
する。

〔従来の技術〕

ラジオ受信機や無線機などで電池で動作する携帯機にお
いて、低電圧で動作し、信号振幅が小さくても歪が小さ
く、動作が安定な検波回路が求められている。

検波回路として各種の公知例が知られている。

その代表例として、日本特許、特公昭６６３−１８３６
２ｒＡ検波回路」を引用する。本引用特許にも述べられ
ているように、基本的なＡＭ検波回路としてダイオード
を直接用いる方法やダイオードを演算増幅器の帰還回路
に用いる方法が従来より知られている。これらの従来技
術は、検波すべき信号の振幅が小さい場合、検波ができ
なかったり、歪が大きくなる問題があった。

上記問題点を解決する一手段が本引用特許である。以下
に本引用特許の第３図を用いて本引用特許実施例の問題
点を述べる。同図において、トランジスタＱｓ　、Ｑｚ
から成る差動回路のコレクタに信号検出用トランジスタ
Ｑａ　、Ｑａおよび帰還回路の一部を成すトランジスタ
Ｑｅ　、　（Ｑａ　）が接続されている。これらのトラ
ンジスタはトランジスタＱｉ　、Ｑｘのコレクタに接続
された抵抗Ｒ８またはＲ４の端子間電圧により８級バイ
アスされている。

トランジスタのエミッタとベース間の電圧Ｖｂｅは、コ
レクタに流れる電流が一定の場合、温度により約２　ｍ
　Ｖ　／　”Ｃで変化することが知られている。

従って、上記引用例ではトランジスタＱａ　＊　Ｑｅ　
。

Ｑａの８級バイアス条件が温度変化によって崩れる。こ
のため、温度が変化すると正確な検波ができなくなると
いう問題があった。

また、上記引用例をモノリシック集積回路で実現した場
合、プロセス条件のばらつきによりトランジスタ特性と
抵抗値が設計値よりずれるため。

トランジスタＱｓ　、Ｑａ　、Ｑａの８級バイアス条件
が崩れ、正確な検波ができなくなるという問題があった
。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のように、従来の検波回路では、温度変化やプロセ
ス条件のばらつきによりトランジスタの直流バイアス条
件が変動するため、安定な検波動作ができないという問
題があった。また、従来の基本検波回路では、入力信号
振幅が小さいと、検波ができなかったり、検波歪が大き
くなるという問題があった。

本発明は、これらの点に鑑み、温度が大きく変化しても
安定な検波ができる検波回路を提供しようとするもので
ある。

本発明は、検波回路をモノリシック集積回路で実現する
場合、プロセスがばらついても回路バイアス条件が崩れ
ず、安定な検波ができる検波回路を提供しようとするも
のである。

本発明は、電源電圧が低くても、安定に動作する検波回
路を提供しようとするものである。

本発明は、信号電圧／電流振幅が小さくても、十分に歪
の少ない検波ができる検波回路を提供しようとするもの
である。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の検波回路は、信号電流と第一の定電流源からの
直流電流を加算した電流により第一の電流ミラー回路の
入力側を駆動し、その電流ミラー回路の負荷側に上記直
流電流と等しい電流を有する第二の定電流源と第二の電
流ミラー回路の入力側を接続し、第二の電流ミラー回路
の出力側から検波された信号電流を取り出すことを特徴
とする。

〔作用〕

電流ミラー回路においては、駆動側のトランジスタ動作
に被駆動側のトランジスタ動作がトラッキングすること
が特長であるから、被駆動側のトランジスタのバイアス
は安定である。上記の第１および第２電流源の回路形式
を同じにすることにより、両方に流れる電流を等しく設
定することは容易である。従って、本発明の検波回路の
直流バイアス条件は広い温度範囲にわたって安定である
。

抵抗を用いずに上記被駆動側トランジスタをバイアスし
ているので１本発明の回路をモノリシック集積回路で実
現した場合のプロセス条件のばらつきによる影響は非常
に小さく、安定したバイアス条件を実現することができ
る。

また、上記の第１および第２電流源の電流が相等しいの
で、無信号時には上記第２電流ミラー回路の入出力に流
れる電流は零である。信号振幅が正負に増大し、上記第
１電流ミラー回路に流れる電流が増減すると、上記第１
電流ミラー回路と上記第２電流源の電流との差電流すな
わち信号振幅に比例した電流が上記第２１！流ミラー回
路に流れようとする。上記差電流が上記第２電流ミラー
回路を導通させる場合、同回路の出力側に差電流が流れ
る。即ち、信号振幅の小さいところから歪無く検波信号
を得ることができる。

信号電流を供給する信号電流源および上記第１電流源を
構成するトランジスタのコレクタとべ一入間電圧は飽和
電圧近くまで低く設定できることは、周知のことである
。これら両方の電圧に上記第１電流ミラー回路を構成す
るトランジスタのエミッタとベース間電圧を加えた電圧
は約１ｖとなる。即ち、約１■の電源電圧で本発明の検
波回路を動作させることができる。

〔実施例〕

以下、本発明を実施例によって詳細に説明する。

第１図の実施例は本発明の基本例を示したものである。

同図において、第１の電流ミラー回路１はｐｎｐｌ”ラ
ンジスタＱ１とダイオードＤＩ　　（トランジスタＱ１
と同一形状のｐｎｐトランジスタのコレクタとベースを
短絡してカソードとし、エミッタをアノードとしたダイ
オード）より構成されており、ダイオードＤ１のアノー
ドとトランジスタＱ１のエミッタは電源Ｖｃｃに接続さ
れ、ダイオードＤ１のカソードはトランジスタＱ１のベ
ースと信号電流源２の一端に接続され、信号電流源２の
他端は直流電流源３の一端に接続され、直流電流源３の
他端はグランドＧＮＤに接地されている。トランジスタ
Ｑｌのコレクタは直流電流［４の一端に接続され、直流
電流源４の他端は接地されている。トランジスタＱｌの
コレクタと直流電流源４との接続点に、ｐｎｐ）’ラン
ジスタＱｚとダイオードＤ２　（トランジスタＱｚと同
一形状のｐｎｐトランジスタのコレクタとベースを短絡
してカソードとし、エミッタを７ノードとしたダイオー
ド）より構成された第２の電流ミラー回路５の入力が接
続されている。ダイオードＤｚのカソードは上記接続点
とトランジスタＱｚのベースに接続され、ダイオードＤ
２のアノードとトランジスタＱｚのエミッタは電源Ｖｃ
ｃに接続されている。

トランジスタＱ２のコレクタは負荷抵抗６を介して接地
されると共に出力端子７に接続されている。

以下に第１図の実施例の動作を同図と第２図の波形図を
用いて説明する。第１図において、電源Ｖｃｃからグラ
ンドＧＮＤ方向に流れる電流の向きを正とする。直流電
流源３，４の電流の大きさをそれぞれＩｘ、Ｉｚ、信号
電流源２の電流の大きさをｉｓとし、電流ミラー回路１
の入力側駆動電流と出力側負荷電流の大きさをそれぞれ
ｉｘ　、　ｉ２とし、電流ミラー回路２の入力側駆動電
流と出力側負荷電流の大きさをそれぞれｉｓ　、ｉ４と
し、図中矢印の方向に流れるとする。電流ミラー回路の
入出力電流はトランジスタのベース電流の影響により若
干不平衡になることは周知の事実であるが、以下の説明
では、ベース電流の影響を無視する。これにより本発明
の趣旨は損なわれない。上述の理由から、電流ミラー回
路が導通状態であれば、ｉｉ　＝ｉｚ　、ｉｓ　＝ｉａ
　となる。また、第１図からｉｌ　＝Ｉｉ　＋ｉｓ　、
ｉａ　＝Ｉｚ−ｉｚが成立することは明らかである。従
って、下式（１）となる。

１ａ＝Ｉｚ　　（Ｉｔ＋ｉｓ）　　　　　　−（１）電
流１８が負の場合はトランジスタＱ２．が非導通となっ
てｉ番＝Ｑとなるので、電流ｉ３が正の場合のみ下式（
２）が成立する。

Ｉ４　＝Ｉｚ　　−（Ｉｔ　　＋ｉｓ）　　　　　　−
（２）（ｉａ≧Ｏの場合のみ） 電流■１とＩ２が等しければ、下式（３）が成立する。

Ｉ４　＝−ｉｓ　　　　　　　　　　　　　　　・・・
（３）（Ｉｔ＝Ｉｚの場合でｉ３≧０なる半周期のみ）
（３）式の負符号は、負荷電流すなわち検波電流ｉ４が
信号電流ｉｓの反転であることを示している。この検波
電流ｉ４が抵抗６に供給され、抵抗６の両端電圧が検波
電圧として端子７から出力される。

第２図は、信号電流が正弦波である場合の動作電流波形
を示した図である。縦軸は電流値を、横軸は時間を表し
、同図（ａ）は信号電流正弦波の一周期を示している。

同図（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）はそれぞれ電流１１とＩ２
との関係がＩ　ｔ　＞　１２　、Ｉ　ｔ＝１２＋　Ｉｔ
　＜Ｉｚである場合の電流ミラー回路２の出力側負荷電
流ｉａの波形を示している。同図の電流Ｉ４波形は、実
線部分が実際に負荷電流が流れている部分であり、破線
部分に対応する電流は零である。同図（ｂ）では、信号
の負サイクルの一部分が負荷電流ｉ４として取り出され
ている。

同１ｉｉｇ（ｃ）では、信号の負サイクルの全部が負荷
電流ｉ４として取り出されている。同図（ｄ）では、信
号の正サイクルの一部分を除いた部分が負荷電流ｉ４と
して取り出されている。

（３）式は、検波電流ｉ４が信号電流ｉｓに正確に等し
いことを示し、信号振幅が小さくても太き（でも歪が発
生しないことを表している。（２）式は、電流１１とＩ
ｔの大きさを故意に変えることにより、検波電流ｉａに
直流オフセットを与えることができることを示し、その
場合も検波部分は信号電流ｉｓに正確に等しいことを示
している。

第１図において、トランジスタＱｌ　、Ｑｚはそれぞれ
同一形状のトランジスタによりバイアスされているので
、広い温度範囲にわたって電流ミラー回路として正確に
動作する。モノリシック集積回路で本発明を実現する場
合、電流ミラー回路１゜５を構成するそれぞれのトラン
ジスタ対を基板上の極近傍に構成することにより、各ト
ランジスタ対のトランジスタ特性をほぼ等しくすること
ができるので、安定なバイアス条件を実現することがで
きる。即ち、プロセス条件が変動しても動作の安定した
検波回路が実現できる。

第１図において、電流源２．３．４をトランジスタを用
いて構成した場合、エミッタとコレクタ間の電圧Ｖｃｅ
は最小０．１〜０．２Ｖ程度で実現できることは周知で
あり、またダイオードの順方向電圧Ｖｂｅは０．６〜０
．７Ｖ程度である。従って、電源電圧Ｖｃｃを１．０ｖ
程度で本発明の検波回路を動作させることができる。

以上の説明では、前述のように電流ミラー回路を構成す
るトランジスタのベース電流を無視してきた。このベー
ス電流の影響を無視できないほどより正確な検波回路が
必要な場合は、電流ミラー回路をベース電流の影響の少
ない回路形式−例えば、グレイ、メイア著、「アナリシ
ス　アンドデザイン　オブアナログ　インチグレイティ
ラドサーキット」第２版、２３７頁の図４．４，２４５
頁の図４．８．ジエン　ライレイ　アンドサンズ出版、
（１９８４年）　（Ｐ、Ｒ，Ｇｒａｙ　ａｎｄ　Ｒ，Ｇ
。

ｍｅｙｅｒ、　ｒＡｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　　Ｄｅｓ
ｉｇｎ　ｏｆ　ＡｎａｌｏｇＩｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃ
１ｒｃｕｉｔｓ’、２ｎｄ　ｅｄｉ−ｔｉｏｎ、　Ｆｉ
ｇ、４．４ａｔ　ｐ、２３７　ａｎｄ　Ｆｉｇ、４．８
　ａｔ　ｐ、２４５．　　Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　＆５
ｏｎｓ、　Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ、　１９８４）によって実
現すれば、本発明の目的を達成することができる。また
、電流Ｉｘ、１１の大きさを変えてオフセットを持たせ
てもベース電流の影響を補正することができる。

本節で述べたことは以下に述べる本発明の他の実施例に
ついてもあてはまる。

第３図は本発明の他の基本実施例を示す、第３図および
第１図において、同じ構成要素は同じ番号、または同じ
記号を付している。第３図において、トランジスタＱｌ
のコレクタと直流電流源４との接続点に、ｎｐｎトラン
ジスタＱ３とダイオードＤ３　（トランジスタＱ３と同
一形状のｎｐｎトランジスタのコレクタとベースを短絡
してアノードとし、エミッタをカソードとしたダイオー
ド）より構成された第２の電流ミラー回路８のへカが接
続されている。ダイオードＤ８のアノードは上記接続点
とトランジスタＱ３のベースに接続され、ダイオードＤ
ａのカソードとトランジスタＱａのエミッタはグランド
ＧＮＤに接地されている。トランジスタＱ３のコレクタ
は負荷抵抗９を介して電源Ｖｃｃに接続されると共に出
力端子１ｏに接続されている。

以下に第３図の実施例の動作を同図と第４図の波形図を
用いて説明する。第３図において、電流の向きは第１図
と同じとし、電流ミラー回路３の入力側駆動電流と出力
側負荷電流の大きさをｉ５゜ｉｓとする。第３図の実施
例の動作原理は第１図の実施例の動作原理と同じである
ので、第１図について成立した式（１）、　（２）、　
（３）は、第３図に対してそれぞれ下式（４）、　（５
）、　（６）に変更される。

ｉｓ　＝（Ｉｉ　＋　ｉｓ）　−Ｉｚ　　　　　−（４
）ｉｏ　：（Ｉｔ　＋ｉｓ）　−Ｉｚ　　　　　・・・
（５）（ｉδ≧０の場合のみ） ｉｓ　＝＋ｉｓ　　　　　　　　　　　・・・（６）（
Ｉｔ＝Ｉｚの場合でｉＩＳ≧０なる半周期のみ）（６）
式の正符号は、負荷電流すなわち検波電流ｉ６が信号電
流ｉｓと同相であることを示している。この検波電流ｉ
ｓが抵抗９に供給され、抵抗９の両端電圧が検波電圧と
して端子１０から出力される。第４図の意味するところ
は第２図と同じであり、式（６）　と式（３）の符号の
差が同図の実線部分の差として現われている。以上の説
明から、本実施例により本発明の目的を達成できること
は明らかである。

第５図は本発明の具体的な実施例を示す検波回路１１の
回路図である。同一形状のｎｐｎトランジスタＱδ＋　
Ｑｅのエミッタは共通にトランジスタＱ４のコレクタに
接続されている。トランジスタＱ５のコレクタには同一
形状のｐｎｐｔ’ランジスタＱ７−　Ｑ９　、　Ｑｔδ
のベースとトランジスタＱ７のコレクタが接続されてい
る。また、これらトランジスタＱ７＋　Ｑｅ　＋　Ｑｉ
ａのエミッタは電源Ｖｃｃに接続されいる。トランジス
タＱ６のコレクタには同一形状のｐｎｐ　トランジスタ
Ｑａ　＋　ＱＩＯ？Ｑ１．のベースとトランジスタＱδ
のコレクタが接続されている。また、これらトランジス
タＱ８、Ｑ　１ｏ　＊　Ｑ　１４のエミッタは電源Ｖｃ
ｃに接続されいる。

トランジスタＱ９のコレクタにはエミッタが接地された
ｎｐｎトランジスタＱｌｌｌ　Ｑｌ＆のベース。

およびトランジスタＱｒｔのコレクタが接続されている
。節点Ａには、トランジスタＱ６のベース、トランジス
タＱ１ｏとＱｌｓのコレクタが接続されている。節点Ａ
は抵抗Ｒ４を介して信号入力端子１２に接続されている
。信号入力端子１２と基準電圧端子１３の間に信号電圧
源Ｅｓが接続され、端子１３は基準電圧源Ｖｒを介して
グランドＧＮＤに接地されている。トランジスタＱ８の
ベースは抵抗Ｒ３を介して基準電圧端子１３に接続され
ている。トランジスタＱ１ｓのコレクタはｎｐｎトラン
ジスタＱｌ１１のコレクタに接続され、トランジスタＱ
１６のエミッタはｎｐｎ　トランジスタＱ１７のコレク
タに接続され、トランジスタＱＩ７のエミッタは接地さ
れている。トランジスタＱ１４のコレクタはｎｐｎ）−
ランジスタＱｘｅのコレクタに接続され、トランジスタ
Ｑ１ｅのエミッタはｎｐｎトランジスタＱ１ｇのコレク
タに接続され、トランジスタＱｔａのエミッタは接地さ
れている。トランジスタＱ１Ｂ。

０１Ｂのベースは基準電圧端子１３に接続されている。

トランジスタＱａ　、　Ｑｌｌｌ、　ＱｌＢのベースは
バイアス電源ｖｂに接続されている。トランジスタＱ４
のエミッタ面積はトランジスタＱＩＩ！ｔ　Ｑｓａのエ
ミッタ面積の２倍とする。トランジスタＱ１ａ。

Ｑｌｓの節点にはｐｎｐトランジスタＱｘｅｙ　ＱＺＯ
のベースとトランジスタＱ１ｅのコレクタが接続されて
いる。トランジスタＱｔａ＊　Ｑ１８の節点にはｐｎρ
トランジスタＱ　ｚｘ　、　Ｑ　ｚｚのベースとトラン
ジスタＱｚ１のコレクタが接続されている。トランジス
タＱ１９〜Ｑｚｚのエミッタは電源Ｖｃｃに接続されて
いる。トランジスタＱ　１１０　、　Ｑ　ｚｚのコレク
タは検波信号出力端子１４と抵抗Ｒ３に接続されている
。抵抗Ｒ８の他端は接地されている。

次に第５図の動作を説明する。ここでは簡単のために各
トランジスタのベース電流を無視して説明する。各トラ
ンジスタＱ４〜Ｑｚｚのコレクタに流れる電流を文字工
にそれぞれのトランジスタと同じ添字を付けて表す、こ
こでコレクタ電流Ｉ４をＩａ＝２Ｉｏとすると、信号電
圧Ｅｓが零の場合、電流ｌ５ｅＩｅはＩｓ　＝Ｉｅ　＝
Ｉｏとなる。

トランジスタ対Ｑ７とＱｓ　、ＱａとＱ１０１　Ｑｔｔ
とＱｌｚは電流ミラー回路を構成しているので、これら
のコレクタ電流はｌδ＝Ｉ７＝Ｉｅ　、Ｉｓ　＝Ｉａ　
＝ｌＨ）、　　Ｉｅ　＝工１１．従ってＩ　ｉｏ：　Ｉ
　ｌｘとなる。即ち、信号電圧Ｅｓが零の場合、抵抗Ｒ
４にながれる電流は零となる。トランジスタＱａ＋Ｑ　
１７１　Ｑ　ｔδのエミッタ面積の関係から、これらの
コレクタ電流は１１７：１１８：Ｉ４　／２＝Ｉｏであ
る。トランジスタ対Ｑ７とＱｘｓ＋　ＱａとＱ１４は電
流ミラー回路を構成しているので、これらのコレクタ電
流はＩｓ　：：Ｉｔａ：Ｉｏ　、Ｉｓ　：Ｉｔａ＝Ｉｏ
となる。以上の関係から、Ｉ　１ｓ：　Ｉ　１５：　Ｉ
　Ｂ：：　Ｉ　ｏ。

１、１４　＝　Ｉ　１８：　Ｉ　ｘａ＝　Ｉｏとなる。

従って、キルヒホッフの法則から、コレクタ電流Ｉｔｅ
＋Ｉｚｘは零となる。トランジスタ対ＱｔａとＱ　１０
　ｒ　Ｑ　ｚｏとＱｚｚは電流ミラー回路を構成してい
るので、コレクタ電流Ｉｚｏ、　　Ｉｚｚも零となる。

以上のように、信号電圧Ｅｓが零の場合、トランジスタ
Ｑ　ｚｏ　、　Ｑ　ｚｚにより抵抗Ｒ８に供給される電
流は零となる。

信号電圧Ｅｓが正になってトランジスタＱＩ５のベース
電位が上昇し、電流Ｉ６がΔｉだけ増加したと仮定する
。即ち、Ｉａ：Ｉｏ＋Δｉである。

この時、ｌ５＝Ｉｏ−Δｉとなる。更に、Ｉ　ｔａ：Ｉ
ｇ：：Ｉｘｚ＝Ｉｏ＋Δｉ＊　１１ｍ　＝Ｌ１ｏ＝Ｉｏ
−Δｉとなる０節点Ａにおけるキルヒホッフの法則から
、抵抗Ｒ４に流れる信号電流Ｉｓはｌ５＝２Δｉとなる
。また、Ｉ　１ｇ＝Ｉ　１７　　Ｉ　ｔｓ＝−Δｉ〈０
゜Ｉ　ｚ＊＝Ｉ　ｔａ　−Ｉ　ｔａ＝＋Δｉとなる。電
流１１１１が負であるので、電流Ｉｚｏは零となる。従
って、電流Ｉ　ｚｚ＝Ｉ　ｚｘ＝Δｉが抵抗Ｒ８に供給
される。

次に信号電圧Ｅｓが負になってトランジスタＱａのベー
ス電位が低下し、電流工♂がΔｉだけ減少したと仮定す
る。前節と同様な議論により、ｌ５＝−２Δｉ　、　　
Ｉ　ｓｅ＝　Ｉ　１７＋　Ｉ　ｔａ＝＋Δｉ、Ｉｚｔ＝
Ｉｘｓ　　ＩｉａニーΔｉ　＜　Ｏとなる。＠流Ｉ２１
が負であるので、電流１２Ｚは零となる。従って、電流
Ｉｚｏ＝Δｉが抵抗Ｒ３に供給される。

信号Ｅｓが角周波数ωの正弦波で、ｌ５＝２Δｉ　ｓｉ
ｎωｔなる信号電流が抵抗Ｒ４に流れたとすると、抵抗
Ｒ３にはΔ１ｌｓｉｎωｔ１なる全波整流電流が流れる
。

第５図において、トランジスタＱ４のコレクタ／エミッ
タ間電圧はトランジスタＱａ　、Ｑｅのエミッタ電位に
より定まる。トランジスタＱ　１７　＃Ｑｉａのコレク
タ／エミッタ間電圧はそれぞれトランジスタＱｌＢ！　
Ｑｓｅのエミッタ電位により定まる。

トランジスタＱｓ＋　Ｑｅｔ　Ｑｘａ＋　Ｑｔｅのベー
ス電位はほぼ等しいので、トランジスタＱ４　＋　Ｑａ
７゜ＱＩＩＢのコレクタ／エミッタ間電圧はほぼ等しく
なる。従って、Ｉｔｔ＝Ｉｔａ＝Ｉｎ　／２＝Ｉｏなる
電流関係は電源電圧や温度の変化に対して幅広い範囲で
成り立つ。

電流ミラー回路において、入力側トランジスタと出力側
トランジスタのエミツタ面積比を変えることにより、入
出力電流比を変えることができることは周知のことであ
る。従って、第５図における電流ミラー回路の入出力電
流比を変えることにより信号電流Ｉｓと出力検波電流の
比を任意に変えることができることは明らかである。但
し、トランジスタＱ７とＱｌａおよびＱａとＱ１４で構
成される電流ミラー回路の入出力電流比を変えた場合は
、トランジスタＱａ　＊　Ｑ１７１　Ｑｔａで構成され
た電流源の電流比をそれに応じて変える必要がある。

第５図におけるトランジスタ対Ｑ７　ｔ　Ｑｔａおよび
Ｑ　１　＋１　ｔ　Ｑ　ｚｏは、第１図におけるダイオ
ードＤ１とトランジスタＱ１の対、およびダイオードＤ
２とトランジスタＱ２の対にそれぞれ対応する。従って
、第５図において、第１図と第２図を参考にして、半波
検波回路に変更したり、検波極性を反転させることがで
きることは明らかである。

以上の実施例はバイポーラトランジスタを用いた場合に
ついて述べたが、相補型ＭＯ５（ＣＭＯ５）トランジス
タを用いて構成しても本発明の目的を達成できることは
明らかである。

第６図は第５図の実施例を用いた応用実施例を示す無線
機のブロック図である。アンテナ１５により受信された
信号は高周波増幅器１６により増幅された後、ミクサ７
の第１入力端子に入力される。ミクサ１７の第２入力端
子には局部発振器１８からの信号が入力される。ミクサ
１７からの出力信号は自動利得制御（ＡＧＣ）回路１９
に入力される。ＡＧＣ回路１９は可変利得回路２０．演
算増幅器２１．検波回路１１．比較／制御回路２２によ
り構成される。基準電圧端子１３と演算増幅器２１の反
転入力端子には基準電圧Ｖｒが印加されている。ミクサ
から出力されるＩＦ倍信号、可変利得回路２０．演算増
幅器２１を経て、検波回路１１と例えばＡ／Ｄ変換器２
３に入力される。

検波回路１１の出力信号は出力端子１４に付加したコン
デンサＣ１と図５中の抵抗Ｒ８により積分される。比較
／制御回″Ｊｆ！ｒ２２は端子１４における積分信号と
比較基準電圧Ｖｃを比較し、その結果を負帰還用の利得
制御信号として可変利得回路２０に供給する。Ａ／Ｄ変
換器２３の出力信号はディジタル信号処理回路２４にお
いてフィルタリングされた後、復調される。復調信号は
端子２５から出力される。

端子１４における積分信号が比較基準電圧Ｖｃより小さ
い場合に利得制御信号があるしきい値電圧以下であり、
積分信号が比較基準電圧Ｖｃより大きい場合に利得制御
信号が上記しきい値電圧以上であると仮定する。可変利
得回路２０において。

利得制御信号が上記しきい値電圧以上である場合、利得
制御信号により内部の電圧源または電流源を制御して信
号の増幅または減衰利得を変化でき。

かつ利得制御信号が上記しきい値電圧以下のときは信号
の増幅または減衰利得が一定（固定利得）である回路は
既知である。以上の構成において、端子１４における積
分信号が比較基準電圧Ｖｃより小さい場合は、アンテナ
で受信された信号レベルに比例したＩＦ倍信号演算増幅
器２１より出力される。端子１４における積分信号が比
較基準電圧Ｖｃより大きくなる信号が受信された場合は
、受信信号レベルに応じて可変利得回路２０の利得が低
下し、演算増幅器２１より出力されるＩＦ倍信号レベル
はある一定値となる。この一定値がＡ／Ｄ変換器２３の
入力許容範囲を越えないように比較基準電圧Ｖｃを設定
する。これによりＡ／Ｄ変換器２３が飽和しない、即ち
出力ディジタルデータがオーバフローしないので、ディ
ジタル信号処理回路２４における処理が正確に行われる
０以上。

第５図の検波回路を自動利得制御回路１９に適用するこ
とにより、受信信号レベルの広い範囲にわたって正確な
復調を行うことができる。

第６図に示した自動利得制御回路１９は無線器以外の装
置にも適用できることは明らかである。

また、第５図の検波回路をＡＭラジオ受信機のＡＭ検波
器として適用できることも明らかである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、温度、電源電圧変動にたいしてバイア
ス条件のバランスが安定な検波回路を実現することがで
きるので、調整が不要になるという効果がある。

また、プロセス条件のばらつきに対してバイアス条件の
バランスが安定な検波回路をモノリシック集積回路上に
実現することができるので、集積回路の製造歩留まりが
向上するという効果がある。

また、信号振幅が小さくても歪なく検波できるので、信
号振幅を大きくできない電池式の受信機においても十分
ＡＭ検波ができるという効果がある。また、本発明の検
波回路を用いた自動利得制御回路では信号振幅の小さい
ところから正確な利得制御ができるという効果がある。

また、本発明の検波回路は１ｖの低電圧まで動作するの
で、電池の本数が少なくてよく、装置を小形化できると
いう効果がある。また、電池の寿命が長くなるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図および第３図は本発明の検波回路基本実施例を示
す回路図、第２図および第４図はそれぞれ第１図および
第３図の動作を説明するための波形図、第５図は本発明
の検波回路具体実施例を示す回路図、第６図は本発明の
検波回路を適用した無線器のブロック図である。 １．５．８・・・電流ミラー回路、２・・・信号電流源
、３．４・・・直流定電流源、１１・・・検波回路、１
９・・・自動利得制御回路、Ｑ１〜Ｑｚｚ・・・トラン
ジスタ、Ｄ１〜Ｄ８・・・ダイオード。 第 ６ 図 ！υ　ＩＩｊ支汀Ｉ］骨ｌ記冷 ２２　　ｍ較／！！／Δイ仰１ｉ井

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電流Ｉ＿１と信号電流とから成る電流ｉ＿１が
   供給される第１電流ミラー回路と、上記第１電流ミラー
   回路の負荷として付加された電流Ｉ＿２なる定電流源と
   、上記第１電流ミラー回路および上記定電流源により駆
   動される第２電流ミラー回路とから構成され、上記電流
   ｉ＿１と上記電流Ｉ＿２の差電流の正サイクルまたは負
   サイクルのどちらか一方のサイクル部分の電流を上記第
   ２電流ミラー回路の出力側から負荷電流として取りだす
   ことを特徴とする検波回路。 ２、第１項記載の検波回路において、上記電流Ｉ＿１と
   上記電流Ｉ＿２が等しいことを特徴とする検波回路。 ３、第２項記載の検波回路において、信号電流が正弦波
   であることを特徴とする半波検波回路。 ４、第１の導電型を有する第１および第２トランジスタ
   のエミッタが互いに接続され、それらのコレクタから一
   対の差動出力が出力される差動回路と、 上記第１および第２トランジスタの共通エミッタに接続
   された電流Ｉ＿１なる第１定電流源と、第１の導電型と
   相補型をなす第２の導電型を有し、上記差動回路の一対
   のコレクタそれぞれに各々のコレクタとベースが接続さ
   れた第３および第４トランジスタと、 第２の導電型を有し、上記第３および第４トランジスタ
   のベースにそれぞれのベースが接続され、上記第３およ
   び第４トランジスタとそれぞれ第１および第２電流ミラ
   ー回路を構成する第５および第６トランジスタと、 第１の導電型を有し、上記第５トランジスタのコレクタ
   にコレクタとベースが接続された第７のトランジスタと
   、 第１の導電型を有し、上記第７トランジスタのベースに
   ベースが接続され、上記第７トランジスタと第３電流ミ
   ラー回路を構成する第８トランジスタとから構成され、
   上記第６および第８トランジスタのコレクタが上記第１
   トランジスタのベースに接続された負帰還差動回路と、
   第２導電型を有し、上記第３または第４トランジスタの
   ベースにベースが接続され、上記第３または第４トラン
   ジスタと第４電流ミラー回路を構成する第９トランジス
   タと、 上記第４電流ミラー回路の負荷として付加された電流Ｉ
   ＿２なる第２定電流源と、 上記第４電流ミラー回路および上記第２定電流源により
   駆動される第５電流ミラー回路とから構成され、 上記第２トランジスタのベースに基準電圧を印加し、上
   記第１トランジスタのベースと上記第６および第８トラ
   ンジスタのコレクタとの節点に信号電流を印加し、上記
   第４電流ミラー回路の負荷電流と上記第２定電流源の電
   流との差電流の正サイクルまたは負サイクルのどちらか
   一方のサイクル部分の電流を上記第５電流ミラー回路の
   負荷電流として取り出すことを特徴とする検波回路。 ５、第４項記載の検波回路において、上記第２定電流源
   の電流Ｉ＿２が上記第１定電流源の電流Ｉ＿１の二分の
   一であることを特徴とする検波回路。 ６、第１の導電型を有する第１および第２トランジスタ
   のエミッタが互いに接続され、それらのコレクタから一
   対の差動出力が出力される差動回路と、 上記第１および第２トランジスタの共通エミッタに接続
   された電流Ｉ＿１なる第１定電流源と、第１の導電型と
   相補型をなす第２の導電型を有し、上記差動回路の一対
   のコレクタそれぞれに各々のコレクタとベースが接続さ
   れた第３および第４トランジスタと、 第２の導電型を有し、上記第３および第４トランジスタ
   のベースにそれぞれのベースが接続され、上記第３およ
   び第４トランジスタとそれぞれ第１および第２電流ミラ
   ー回路を構成する第５および第６トランジスタと、 第１の導電型を有し、上記第５トランジスタのコレクタ
   にコレクタとベースが接続された第７トランジスタと、 第１の導電型を有し、上記第７トランジスタのベースに
   ベースが接続され、上記第７トランジスタと第３電流ミ
   ラー回路を構成する第８トランジスタとから構成され、
   上記第６および第８トランジスタのコレクタが上記第１
   トランジスタのベースに接続された負帰還差動回路と、
   第２の導電型を有し、上記第３トランジスタのベースに
   ベースが接続され、上記第３トランジスタと第４の電流
   ミラー回路を構成する第９トランジスタと、 上記第４電流ミラー回路の負荷として付加された電流Ｉ
   ＿２なる第２定電流源と、 第２の導電型を有し、上記第４トランジスタのベースに
   ベースが接続され、上記第４トランジスタと第５電流ミ
   ラー回路を構成する第１０トランジスタと、 上記第５電流ミラー回路の負荷として付加された電流Ｉ
   ＿３なる第３の定電流源と、 上記第４電流ミラー回路および上記第２定電流源により
   駆動される第６電流ミラー回路と、上記第５電流ミラー
   回路および上記第３定電流源により駆動される第７電流
   ミラー回路と、上記第６電流ミラー回路および上記第７
   電流ミラー回路の出力電流を加算する加算回路とから構
   成され、 上記第２トランジスタのベースに基準電圧を印加し、上
   記第１トランジスタのベースと上記第６および第８トラ
   ンジスタのコレクタとの節点に信号電流を印加し、上記
   信号電流の検波出力を上記加算回路から得るようにした
   ことを特徴とする検波回路。 ７、第６項記載の検波回路において、上記第４電流ミラ
   ー回路と上記第２定電流源の間に第１の導電型を有する
   第１１のトランジスタを設け、上記第５電流ミラー回路
   と上記第３定電流源の間に第１の導電型を有する第１２
   のトランジスタを設け、上記第１１，１２トランジスタ
   のベースに上記基準電圧を印加することを特徴とする検
   波回路。 ８、第６項記載の検波回路において、上記電流Ｉ＿２，
   Ｉ＿３がそれぞれ上記電流Ｉ＿１の２分の１であること
   を特徴とする検波回路。