JPH0318362B2 - - Google Patents
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- JPH0318362B2 JPH0318362B2 JP57170617A JP17061782A JPH0318362B2 JP H0318362 B2 JPH0318362 B2 JP H0318362B2 JP 57170617 A JP57170617 A JP 57170617A JP 17061782 A JP17061782 A JP 17061782A JP H0318362 B2 JPH0318362 B2 JP H0318362B2
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- Japan
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- circuit
- output
- oscillation
- power supply
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 3
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、安定化電源回路に関する。
従来の安定化電源回路は、第１図のブロツク図
に示すように、発振回路の出力の一部を比較回路
を介して制御トランジスタからなる制御回路に負
帰還させ、それにより発振回路を制御して安定し
た出力を得るようにしたものである。ところが、
このような安定化電源回路は、その制御回路に不
可避的な損失が生じることから効率が低下すると
ともに、高電力の場合には制御トランジスタの発
熱が大きくなることから放熱器を大きくしなけれ
ばならず、電源装置の小型化および低廉化が阻害
されるという問題があつた。このような問題を解
決するには、制御回路を除去して発振回路の発振
トランジスタを負帰還信号により直接制御するこ
とが考えられるが、単に制御回路をなくして発振
トランジスタを直接制御するだけでは、無負荷時
に高い出力電圧が発生し、装置の損傷をまねく等
の新たな問題が生じることになる。
に示すように、発振回路の出力の一部を比較回路
を介して制御トランジスタからなる制御回路に負
帰還させ、それにより発振回路を制御して安定し
た出力を得るようにしたものである。ところが、
このような安定化電源回路は、その制御回路に不
可避的な損失が生じることから効率が低下すると
ともに、高電力の場合には制御トランジスタの発
熱が大きくなることから放熱器を大きくしなけれ
ばならず、電源装置の小型化および低廉化が阻害
されるという問題があつた。このような問題を解
決するには、制御回路を除去して発振回路の発振
トランジスタを負帰還信号により直接制御するこ
とが考えられるが、単に制御回路をなくして発振
トランジスタを直接制御するだけでは、無負荷時
に高い出力電圧が発生し、装置の損傷をまねく等
の新たな問題が生じることになる。
本発明は、このような点に鑑みてなされたもの
で、制御回路を除去しても無負荷時に高い出力電
圧が発生せず、しかも構成の簡素化された安定化
電源回路を提供することを目的とするものであ
り、負帰還信号をツエナーダイオードを介して発
振トランジスタのベース回路に加えるようにした
ことを特徴とするものである。
で、制御回路を除去しても無負荷時に高い出力電
圧が発生せず、しかも構成の簡素化された安定化
電源回路を提供することを目的とするものであ
り、負帰還信号をツエナーダイオードを介して発
振トランジスタのベース回路に加えるようにした
ことを特徴とするものである。
以下に本発明の一実施例を図面を参照して詳細
に説明する。
に説明する。
第２図は本発明の安定化電源回路を用いて定電
圧電源を構成した回路図である。同図において、
１１はコレクタ同調型発振回路で、発振トランジ
スタ１２のコレクタに同調コイル１３と同調コン
デンサ１４が並列接続されてなる同調回路が接続
されるとともに、発振トランジスタ１２のベース
にベース抵抗１５、ツエナーダイオード１６、発
振安定化抵抗１７および正帰還コイル１８が互い
に直列に接続され、ツエナーダイオード１６と安
定化抵抗１７との接続点とアース間に再生用コン
デンサ１９が接続されてなるものである。ここ
で、ツエナーダイオード１６はそのアノード側が
発振トランジスタ１２のベース側に接続されたも
のであり、正帰還コイル１８は前記同調コイル１
３と磁気結合されたものである。なお、発振トラ
ンジスタ１２のエミツタはアース電位に接続され
ている。２０は出力回路で、前記同調コイル１３
と磁気結合され、所要の出力電圧に応じた巻数を
有する出力コイル２１と、この出力コイル２１に
接続されたダイオード２２と平滑コンデンサ２３
からなる整流回路とから構成され、火花放電防止
用抵抗２４を介して負荷２５が接続されるもので
ある。２６は検出回路で、前記出力回路２０の出
力電圧の変動を検出する検出抵抗２７，２８とか
らなるものである。２９は比較増幅器で、前記検
出回路２６からの信号を基準電圧発生器３０の基
準電圧と比較して増幅するもので、この比較増幅
器２９の出力信号が前記ベース抵抗１５に加えら
れる。
圧電源を構成した回路図である。同図において、
１１はコレクタ同調型発振回路で、発振トランジ
スタ１２のコレクタに同調コイル１３と同調コン
デンサ１４が並列接続されてなる同調回路が接続
されるとともに、発振トランジスタ１２のベース
にベース抵抗１５、ツエナーダイオード１６、発
振安定化抵抗１７および正帰還コイル１８が互い
に直列に接続され、ツエナーダイオード１６と安
定化抵抗１７との接続点とアース間に再生用コン
デンサ１９が接続されてなるものである。ここ
で、ツエナーダイオード１６はそのアノード側が
発振トランジスタ１２のベース側に接続されたも
のであり、正帰還コイル１８は前記同調コイル１
３と磁気結合されたものである。なお、発振トラ
ンジスタ１２のエミツタはアース電位に接続され
ている。２０は出力回路で、前記同調コイル１３
と磁気結合され、所要の出力電圧に応じた巻数を
有する出力コイル２１と、この出力コイル２１に
接続されたダイオード２２と平滑コンデンサ２３
からなる整流回路とから構成され、火花放電防止
用抵抗２４を介して負荷２５が接続されるもので
ある。２６は検出回路で、前記出力回路２０の出
力電圧の変動を検出する検出抵抗２７，２８とか
らなるものである。２９は比較増幅器で、前記検
出回路２６からの信号を基準電圧発生器３０の基
準電圧と比較して増幅するもので、この比較増幅
器２９の出力信号が前記ベース抵抗１５に加えら
れる。
このように構成された定電圧電源は、次のよう
に動作する。つまり、発振回路１１の発振の始ま
る初期の段階においては、比較増幅器２９からの
信号がベース抵抗１５等を介して発振トランジス
タ１２のベースに印加されて発振トランジスタ１
２が導通され、入力電圧＋Ｂにより同調コイル１
３に電流が流れる。すると、同調コイル１３と磁
気結合した正帰還コイル１８に誘起電圧が生じ、
発振トランジスタ１２のベース側が正に、コンデ
ンサ１９側が負に引き込まれ、再生用コンデンサ
１９の充放電作用の繰返しによつて発振が成長し
て発振回路１１は定常状態に至る。これにより、
出力回路２０には所定の電圧が取り出されること
になるが、入力電圧や負荷の変動等により出力電
圧が変動すると、その変動分は検出回路２６によ
り検出され、比較増幅器２９の出力信号によつて
発振トランジスタ１２のベース電流が制御され、
それにより出力回路２０の出力電圧を安定化す
る。いま、負荷２５が無負荷状態となると、出力
回路２０の出力電圧が上昇するために、その変動
は検出回路２６によつて検出され、比較増幅器２
９は発振を抑制するような方向に動作する。この
ときの比較増幅器２９の出力電圧をツエナーダイ
オード１６の降伏電圧よりも低くなるように設定
しておくことにより、発振トランジスタ１２のベ
ース電流は遮断状態に近いような微少な値となつ
て発振が減衰され、所定の出力電圧を得ることが
できる。つまり、無負荷状態においては、発振は
ツエナーダイオードのツエナー曲線を利用して制
御されるものであるため、ツエナーダイオード１
６は、第３図の符号Ａで示すようなシヤープなツ
エナー曲線を有するものよりも、符号Ｂで示すよ
うな緩慢なツエナー曲線を有するものが好まし
い。これは、符号Ａのような特性のものである
と、間欠発振を生じるが、符号Ｂのような特性の
ものでは発振トランジスタのベース電流がスムー
スに制御できるため、間欠発振が生じなくなるか
らである。この符号Ｂのような緩慢なツエナー曲
線は、符号Ａのようなシヤープな特性を有するツ
エナーダイオードに高抵抗を並列接続して得るこ
ともできる。いま、このツエナーダイオード１６
が存在しない場合には、発振トランジスタ１２の
ベース回路に入力される比較増幅器２９の出力
は、その比較増幅器が通常片電源であるために基
準電圧発生器３０の電圧よりも僅かに低い値にし
かなり得ず、ベース電流は必要以上に流れること
になる。そのため、再生コンデンサ１９の充放電
作用によつて出力回路２０に高い無負荷出力電圧
が発生し、この電源を用いた機器に損傷を与える
等の恐れが生じる。なお、無負荷時には発振トラ
ンジスタ１２のベース回路に負の電圧が印加され
るようにして発振トランジスタのベース電流を遮
断状態に近いような微少な値にすれば、発振が減
衰されて所定の出力電圧が得られることになる
が、回路が煩雑化し、コストアツプの要因とな
る。
に動作する。つまり、発振回路１１の発振の始ま
る初期の段階においては、比較増幅器２９からの
信号がベース抵抗１５等を介して発振トランジス
タ１２のベースに印加されて発振トランジスタ１
２が導通され、入力電圧＋Ｂにより同調コイル１
３に電流が流れる。すると、同調コイル１３と磁
気結合した正帰還コイル１８に誘起電圧が生じ、
発振トランジスタ１２のベース側が正に、コンデ
ンサ１９側が負に引き込まれ、再生用コンデンサ
１９の充放電作用の繰返しによつて発振が成長し
て発振回路１１は定常状態に至る。これにより、
出力回路２０には所定の電圧が取り出されること
になるが、入力電圧や負荷の変動等により出力電
圧が変動すると、その変動分は検出回路２６によ
り検出され、比較増幅器２９の出力信号によつて
発振トランジスタ１２のベース電流が制御され、
それにより出力回路２０の出力電圧を安定化す
る。いま、負荷２５が無負荷状態となると、出力
回路２０の出力電圧が上昇するために、その変動
は検出回路２６によつて検出され、比較増幅器２
９は発振を抑制するような方向に動作する。この
ときの比較増幅器２９の出力電圧をツエナーダイ
オード１６の降伏電圧よりも低くなるように設定
しておくことにより、発振トランジスタ１２のベ
ース電流は遮断状態に近いような微少な値となつ
て発振が減衰され、所定の出力電圧を得ることが
できる。つまり、無負荷状態においては、発振は
ツエナーダイオードのツエナー曲線を利用して制
御されるものであるため、ツエナーダイオード１
６は、第３図の符号Ａで示すようなシヤープなツ
エナー曲線を有するものよりも、符号Ｂで示すよ
うな緩慢なツエナー曲線を有するものが好まし
い。これは、符号Ａのような特性のものである
と、間欠発振を生じるが、符号Ｂのような特性の
ものでは発振トランジスタのベース電流がスムー
スに制御できるため、間欠発振が生じなくなるか
らである。この符号Ｂのような緩慢なツエナー曲
線は、符号Ａのようなシヤープな特性を有するツ
エナーダイオードに高抵抗を並列接続して得るこ
ともできる。いま、このツエナーダイオード１６
が存在しない場合には、発振トランジスタ１２の
ベース回路に入力される比較増幅器２９の出力
は、その比較増幅器が通常片電源であるために基
準電圧発生器３０の電圧よりも僅かに低い値にし
かなり得ず、ベース電流は必要以上に流れること
になる。そのため、再生コンデンサ１９の充放電
作用によつて出力回路２０に高い無負荷出力電圧
が発生し、この電源を用いた機器に損傷を与える
等の恐れが生じる。なお、無負荷時には発振トラ
ンジスタ１２のベース回路に負の電圧が印加され
るようにして発振トランジスタのベース電流を遮
断状態に近いような微少な値にすれば、発振が減
衰されて所定の出力電圧が得られることになる
が、回路が煩雑化し、コストアツプの要因とな
る。
上記実施例の安定化電源回路は、定電圧制御に
より定電圧電源を構成したものであるが、定電圧
電源を構成するにあたつても必ずしも上記の回路
構成のものに限定されるものではなく、種々の変
形が可能である。たとえば、発振回路１１におけ
る安定化抵抗１７は、場合によつては除去しても
よい。またツエナーダイオード１６の位置は、再
生用コンデンサ１９よりも比較増幅器２９側に存
在すればよく、第２図示の位置に限定されること
はない。また、出力回路２０における火花放電防
止用抵抗２４も不可欠のものではなく、さらには
出力回路２０に交流を得たい場合は、ダイオード
２２およびコンデンサ２３は必要としない。な
お、出力回路２０に交流を取り出す場合は、検出
回路２６の出力を整流回路を介して比較増幅器２
９に入力させることが必要である。さらには、検
出回路２６は、出力回路２０に接続した抵抗２
７，２８からなるものにかえて、同調コイル１３
と磁気結合して巻装された検出コイルから構成す
ることもでき、この場合も検出コイルに誘起した
検出電圧を整流回路を介して比較増幅器に入力さ
せることが必要である。また、本発明の安定化電
源回路は、定電圧電源に限るものではなく、定電
流制御をすることにより定電流電源を構成するこ
ともできる。
より定電圧電源を構成したものであるが、定電圧
電源を構成するにあたつても必ずしも上記の回路
構成のものに限定されるものではなく、種々の変
形が可能である。たとえば、発振回路１１におけ
る安定化抵抗１７は、場合によつては除去しても
よい。またツエナーダイオード１６の位置は、再
生用コンデンサ１９よりも比較増幅器２９側に存
在すればよく、第２図示の位置に限定されること
はない。また、出力回路２０における火花放電防
止用抵抗２４も不可欠のものではなく、さらには
出力回路２０に交流を得たい場合は、ダイオード
２２およびコンデンサ２３は必要としない。な
お、出力回路２０に交流を取り出す場合は、検出
回路２６の出力を整流回路を介して比較増幅器２
９に入力させることが必要である。さらには、検
出回路２６は、出力回路２０に接続した抵抗２
７，２８からなるものにかえて、同調コイル１３
と磁気結合して巻装された検出コイルから構成す
ることもでき、この場合も検出コイルに誘起した
検出電圧を整流回路を介して比較増幅器に入力さ
せることが必要である。また、本発明の安定化電
源回路は、定電圧電源に限るものではなく、定電
流制御をすることにより定電流電源を構成するこ
ともできる。
本発明の安定化電源回路は以上説明したよう
に、負帰還信号をツエナーダイオードを介して発
振トランジスタのベース回路に直接加えるように
したので、従来のような制御トランジスタからな
る制御回路が不要となつて効率が高められるとと
もに、電源装置の小型化、低廉化が促進され、無
負荷時においては発振を減少させて所定の出力電
圧に制御し、電源装置を保護するというすぐれた
効果を奏する。
に、負帰還信号をツエナーダイオードを介して発
振トランジスタのベース回路に直接加えるように
したので、従来のような制御トランジスタからな
る制御回路が不要となつて効率が高められるとと
もに、電源装置の小型化、低廉化が促進され、無
負荷時においては発振を減少させて所定の出力電
圧に制御し、電源装置を保護するというすぐれた
効果を奏する。
第１図は従来の安定化電源回路の概略ブロツク
図、第２図は本発明の一実施例の安定化電源回路
図、第３図はツエナーダイオードの電圧−電流特
性図である。 １１……コレクタ同調型発振回路、２０……出
力回路、２６……検出回路、２９……比較増幅
器。
図、第２図は本発明の一実施例の安定化電源回路
図、第３図はツエナーダイオードの電圧−電流特
性図である。 １１……コレクタ同調型発振回路、２０……出
力回路、２６……検出回路、２９……比較増幅
器。
Claims (1)
- １ コレクタ同調型発振回路と、この発振回路の
同調コイルと磁気結合した出力コイルから出力電
圧を取り出す出力回路と、この出力回路の出力の
変動を検出する検出回路と、この検出回路からの
信号を基準電圧と比較して増幅する比較増幅器と
からなり、この比較増幅器の出力信号をツエナー
ダイオードのカソードに供給するとともに、アノ
ードを前記発振回路の発振トランジスタのベース
回路に接続するようにしたことを特徴とする安定
化電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57170617A JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
| CA000437593A CA1198771A (en) | 1982-09-28 | 1983-09-26 | Stabilizing power-supply circuit |
| US06/536,198 US4510562A (en) | 1982-09-28 | 1983-09-27 | Stabilizing power-supply circuit |
| FR8315443A FR2533775B1 (fr) | 1982-09-28 | 1983-09-28 | Circuit de stabilisation de source d'alimentation |
| DE19833335153 DE3335153A1 (de) | 1982-09-28 | 1983-09-28 | Stabilisierter netzgeraetschaltkreis |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57170617A JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5958921A JPS5958921A (ja) | 1984-04-04 |
| JPH0318362B2 true JPH0318362B2 (ja) | 1991-03-12 |
Family
ID=15908184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57170617A Granted JPS5958921A (ja) | 1982-09-28 | 1982-09-28 | 安定化電源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4510562A (ja) |
| JP (1) | JPS5958921A (ja) |
| CA (1) | CA1198771A (ja) |
| DE (1) | DE3335153A1 (ja) |
| FR (1) | FR2533775B1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH078139B2 (ja) * | 1983-09-02 | 1995-01-30 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
| US4646220A (en) * | 1984-06-07 | 1987-02-24 | Kim Dao | DC power supply with compensated current reference |
| US4831332A (en) * | 1986-11-24 | 1989-05-16 | Rudisill Michael E | Continuous adjusting apparatus for detecting gaseous impurities with a corona discharge |
| US4920471A (en) * | 1988-03-11 | 1990-04-24 | Imagitek | AC high voltage power supply |
| JPH0226263A (ja) * | 1988-07-15 | 1990-01-29 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| US4945466A (en) * | 1989-02-22 | 1990-07-31 | Borland Walter G | Resonant switching converter |
| DE4008663C1 (ja) * | 1990-03-17 | 1991-05-02 | Braun Ag, 6000 Frankfurt, De | |
| AT399626B (de) * | 1990-09-26 | 1995-06-26 | Siemens Ag Oesterreich | Sperrwandlerschaltung |
| EP0720277B1 (en) * | 1992-09-24 | 2000-03-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Snubber circuit, switching power-supply, and saturable inductor used for them |
| JP3391999B2 (ja) * | 1996-12-24 | 2003-03-31 | 松下電工株式会社 | 電源回路 |
| US20090287947A1 (en) * | 2008-05-13 | 2009-11-19 | Igo, Inc. | Circuit and method for ultra-low idle power |
| US7770039B2 (en) * | 2008-05-29 | 2010-08-03 | iGo, Inc | Primary side control circuit and method for ultra-low idle power operation |
| US7779278B2 (en) * | 2008-05-29 | 2010-08-17 | Igo, Inc. | Primary side control circuit and method for ultra-low idle power operation |
| US8385088B2 (en) | 2010-12-06 | 2013-02-26 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode with output reset in a power converter |
| US7952895B2 (en) * | 2008-05-29 | 2011-05-31 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode in a power converter |
| US7995359B2 (en) | 2009-02-05 | 2011-08-09 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode with an event counter in a power converter |
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