JPH03118494A - レーダー受信機 - Google Patents
レーダー受信機Info
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- JPH03118494A JPH03118494A JP2224123A JP22412390A JPH03118494A JP H03118494 A JPH03118494 A JP H03118494A JP 2224123 A JP2224123 A JP 2224123A JP 22412390 A JP22412390 A JP 22412390A JP H03118494 A JPH03118494 A JP H03118494A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/343—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using sawtooth modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はレーダー受信機、特にFMCWレーダー信号の
ための受信機に関する。
ための受信機に関する。
CWレーダーは一般に、パルスレーダーというよりはむ
しろ、所定のピーク電力容量のためにレーダーにより送
信された電力を最大限に活用するために用いられる。
しろ、所定のピーク電力容量のためにレーダーにより送
信された電力を最大限に活用するために用いられる。
第1図を参照するとわかるように、ターゲットの範囲を
決定するため、レーダーの位相を送信信号のそれに戻す
ことに関する方法は、送信信号と同期するスイープ信号
を作り出す発振器により、従来と同様に入力r、f、ラ
ジオ信号をi、 f、信号に変換する固定ローカル発振
器で置き換えるということから成る。アンテナで受信さ
れたR、 f、レーダーリターン信号は、ミキサ4によ
って「、r、スイープ振動と混合された発振器3がらの
振動と、ミキサ2によって混合される。第2図には、バ
ンド幅B、周期Tの典型的な受信スイープ信号及び基準
信号が示されている。ミキサ2に対応する出力は、受信
信号と基準信号の周波数間の差を表しており、それは第
3図に示されるような形をしているであろう。その出力
はフライバック(f 1ybacks )の部分を除い
ては、受信スイープ波形と基準スイープ波形との間の垂
直変位に対応する一定差の周波数 Δfになっている、
なぜならそれらのスイープは線型だからである。この出
力Δfは勿論特定範囲のターゲットに対応する。受信ス
イープの位相は基準スイープに関して、異なる範囲のタ
ーゲットに対しては異なるものとなり、ミキサ2の出力
は異なる周波数の要素をもっことになるであろう。ある
特定範囲のターゲットにおいては、受信スイープは基準
スイープと同位相のものとなり、そして周波数の差はゼ
ロとなるであろう。その範囲より大きかったり小さかっ
たりする時は、周波数差は正になったり負になったりす
る。送信されたFMCW信号により示されたターゲット
の範囲はミキサ2の出力の周波数を分析することによっ
て検出することが出来、そしてこれはフーリエ変換、例
えばミキサの出力から引き出された信号上でのFFT、
を実行することにより行われる。そのような分析の典型
的な結果が第4図に示されている。垂直線の各々は、そ
の線に対応する範囲に集中させられたレンジセルのレー
ダーリターンの振幅を示している。大きな中央の要素は
基準波形と同位相になっている受信信号に対応する。対
応する範囲はT/2であり、光りの速さによって増加さ
れる。他の要素は異なる範囲におけるターゲットに対応
する。
決定するため、レーダーの位相を送信信号のそれに戻す
ことに関する方法は、送信信号と同期するスイープ信号
を作り出す発振器により、従来と同様に入力r、f、ラ
ジオ信号をi、 f、信号に変換する固定ローカル発振
器で置き換えるということから成る。アンテナで受信さ
れたR、 f、レーダーリターン信号は、ミキサ4によ
って「、r、スイープ振動と混合された発振器3がらの
振動と、ミキサ2によって混合される。第2図には、バ
ンド幅B、周期Tの典型的な受信スイープ信号及び基準
信号が示されている。ミキサ2に対応する出力は、受信
信号と基準信号の周波数間の差を表しており、それは第
3図に示されるような形をしているであろう。その出力
はフライバック(f 1ybacks )の部分を除い
ては、受信スイープ波形と基準スイープ波形との間の垂
直変位に対応する一定差の周波数 Δfになっている、
なぜならそれらのスイープは線型だからである。この出
力Δfは勿論特定範囲のターゲットに対応する。受信ス
イープの位相は基準スイープに関して、異なる範囲のタ
ーゲットに対しては異なるものとなり、ミキサ2の出力
は異なる周波数の要素をもっことになるであろう。ある
特定範囲のターゲットにおいては、受信スイープは基準
スイープと同位相のものとなり、そして周波数の差はゼ
ロとなるであろう。その範囲より大きかったり小さかっ
たりする時は、周波数差は正になったり負になったりす
る。送信されたFMCW信号により示されたターゲット
の範囲はミキサ2の出力の周波数を分析することによっ
て検出することが出来、そしてこれはフーリエ変換、例
えばミキサの出力から引き出された信号上でのFFT、
を実行することにより行われる。そのような分析の典型
的な結果が第4図に示されている。垂直線の各々は、そ
の線に対応する範囲に集中させられたレンジセルのレー
ダーリターンの振幅を示している。大きな中央の要素は
基準波形と同位相になっている受信信号に対応する。対
応する範囲はT/2であり、光りの速さによって増加さ
れる。他の要素は異なる範囲におけるターゲットに対応
する。
プランピング方法として知られているこの方法を用いる
と、ゼロ周波数(dc)要素の個々のサイド上での要素
は幅が狭く、それ故により良く定めることが出来るので
ある、なぜならフライバックの部分を除いて、基準スイ
ープと受信スイープとは線型なので周波数差が一定のま
まで残るからである、ということは注目すべき点である
。
と、ゼロ周波数(dc)要素の個々のサイド上での要素
は幅が狭く、それ故により良く定めることが出来るので
ある、なぜならフライバックの部分を除いて、基準スイ
ープと受信スイープとは線型なので周波数差が一定のま
まで残るからである、ということは注目すべき点である
。
第1図の方法は多数の欠点を持っている。高周波(HF
)の場合に使用されるであろうそのようなアンテナのア
レイの場合、個々のアンテナの受信機に、同一振幅で位
相を同期した基準スイープが与えられることが必要であ
り、それは幅広く隔離することか出来る。アナログ信号
を個々の受信機に送信することは可能であろうが、その
アナログ信号の配分長(distribution l
engths)の長さが異なるであろうから、歪みがス
イープ信号中に発生してしまうことがあるのである。ス
イープ信号をデジタル型で発生しそしてデジタル型で個
々の受信機に送信されることが出来る。この場合、ミキ
サ2には固定ローカル発振器が提供されていなければな
らず、デジタルスイープ信号を用いるプランピングは、
アナログi、 f、信号をデジタル型に変換した後に行
われなくてはならないであろう。。
)の場合に使用されるであろうそのようなアンテナのア
レイの場合、個々のアンテナの受信機に、同一振幅で位
相を同期した基準スイープが与えられることが必要であ
り、それは幅広く隔離することか出来る。アナログ信号
を個々の受信機に送信することは可能であろうが、その
アナログ信号の配分長(distribution l
engths)の長さが異なるであろうから、歪みがス
イープ信号中に発生してしまうことがあるのである。ス
イープ信号をデジタル型で発生しそしてデジタル型で個
々の受信機に送信されることが出来る。この場合、ミキ
サ2には固定ローカル発振器が提供されていなければな
らず、デジタルスイープ信号を用いるプランピングは、
アナログi、 f、信号をデジタル型に変換した後に行
われなくてはならないであろう。。
第1図に示す方法の第2の欠点は、より良く定められた
第4図の非ゼロ要素を作り出すためには、線型スイープ
を必要とするのであるが、より改善されたレーダーの実
行は、非線型スイープを使用する環境で行われるいうこ
とである。
第4図の非ゼロ要素を作り出すためには、線型スイープ
を必要とするのであるが、より改善されたレーダーの実
行は、非線型スイープを使用する環境で行われるいうこ
とである。
本発明はFMCWのためのレーダー受信機を提供するこ
とにあり、それは、レーダーリターンから引き出された
デジタル信号を作り出す手段と、変調周期に対応するデ
ジタル信号を、お互いに関係し合い所定周期だけ遅延し
ている一連のデジタル基準変調信号の各々とを相関する
ための手段とを備えている。
とにあり、それは、レーダーリターンから引き出された
デジタル信号を作り出す手段と、変調周期に対応するデ
ジタル信号を、お互いに関係し合い所定周期だけ遅延し
ている一連のデジタル基準変調信号の各々とを相関する
ための手段とを備えている。
非線型は、レーダーリターンと個々のレンジセルのため
のデジタル化された基準信号との相関により、信号の変
調で使用される線型スイープと同じように可能なものと
なる。
のデジタル化された基準信号との相関により、信号の変
調で使用される線型スイープと同じように可能なものと
なる。
個々のレンジセルでの相関は基準信号と1つのスイープ
周期上における受信信号との複素積により実行され、そ
の結果は該複素積の結果を足すアキュミュレイト及びダ
ンプ関数(accumulate anddump f
unction)として総計されそしてスイープ波形リ
ピテイション間隔ごとに一回サンプルされる。
周期上における受信信号との複素積により実行され、そ
の結果は該複素積の結果を足すアキュミュレイト及びダ
ンプ関数(accumulate anddump f
unction)として総計されそしてスイープ波形リ
ピテイション間隔ごとに一回サンプルされる。
本発明に従って構成され、デジタル的にインプリメント
されたFMCWレーダー受信機は、添付した第5図から
第9図を参照しながら例を述べて記述しである。
されたFMCWレーダー受信機は、添付した第5図から
第9図を参照しながら例を述べて記述しである。
第5図はレーダー受信機のブロック回路図である。
第6図はA及びB点での基準信号を表している。
第7図から第9図は3つの連続したアキュムレイト及び
ダンプ関数の応答を表している。
ダンプ関数の応答を表している。
第5図を参照すると分かるように、レーダー受信機は、
r、f、フロントエンド部6、アナログデジタルコンバ
ーター7、フィルタ一部8それに相関部を備える。レー
ダーは3〜30MHzの範囲のHFFMCWレーダー信
号を受信するよう設計されている。そのスイープバンド
幅は代表値10Hzのりピテイションレイトにおいて1
00kHzであろう。
r、f、フロントエンド部6、アナログデジタルコンバ
ーター7、フィルタ一部8それに相関部を備える。レー
ダーは3〜30MHzの範囲のHFFMCWレーダー信
号を受信するよう設計されている。そのスイープバンド
幅は代表値10Hzのりピテイションレイトにおいて1
00kHzであろう。
r、f、フロントエンド部は2段のスーパーヘテロダイ
ン変換であり、アンテナIOで受信された入力レーダー
リターンからの所望の周波数は、ミキサ11において可
変の周波数と混合されそしてミキサ12において固定周
波数信号と混合され、最終的に2、5MH2のi、 f
、信号を得る。適当なバンドパスフィルタ13.14が
提供されている。ローカル発振器信号はシンセサイザ1
5により提供される。
ン変換であり、アンテナIOで受信された入力レーダー
リターンからの所望の周波数は、ミキサ11において可
変の周波数と混合されそしてミキサ12において固定周
波数信号と混合され、最終的に2、5MH2のi、 f
、信号を得る。適当なバンドパスフィルタ13.14が
提供されている。ローカル発振器信号はシンセサイザ1
5により提供される。
フィルタ14の出力はアナログデジタルコンバーター1
6において、10MHzでサンプリングされて、デジタ
ル形へと変換される。
6において、10MHzでサンプリングされて、デジタ
ル形へと変換される。
フィルタ8、ミキサ17.18には、位相求積法(qu
adrature)でADコンバーター16からのデジ
タル信号をベースバンド■及びQ信号に変換するため、
2.5MHzの2つのデジタルローカル発振器信号が供
給されている。
adrature)でADコンバーター16からのデジ
タル信号をベースバンド■及びQ信号に変換するため、
2.5MHzの2つのデジタルローカル発振器信号が供
給されている。
その後、■及びQ信号をデジタルフィルタリングし、A
Dコンバーター16からのバンド量子化ノイズ(ban
d quantising noise)をそれら両方
から取り除きかつ受信器パスバンド応答(receiv
erpass band responce)を定める
。10MHzサンプリサンプリングレンジ的なフルF、
1.R,のインプリメンティジョンを実行できないので
、ディシメイションフィルタ(decimation
filter) 19.20がサンプリング率を減少さ
せるために使用され、そしてF、1.R,フィルタ21
.23.22.24は、さらに減少させてサンプリング
率を100kHzにするよう効果を与えているのである
。100kHzのスイープの全ての情報をサンプルする
にはこれで十分である。なぜならこれは、個々の同相及
び求積法要素にとっては50kHzに対応するからであ
る。
Dコンバーター16からのバンド量子化ノイズ(ban
d quantising noise)をそれら両方
から取り除きかつ受信器パスバンド応答(receiv
erpass band responce)を定める
。10MHzサンプリサンプリングレンジ的なフルF、
1.R,のインプリメンティジョンを実行できないので
、ディシメイションフィルタ(decimation
filter) 19.20がサンプリング率を減少さ
せるために使用され、そしてF、1.R,フィルタ21
.23.22.24は、さらに減少させてサンプリング
率を100kHzにするよう効果を与えているのである
。100kHzのスイープの全ての情報をサンプルする
にはこれで十分である。なぜならこれは、個々の同相及
び求積法要素にとっては50kHzに対応するからであ
る。
本発明によれば、相関部9において、■及びQベースバ
ンド信号と基準スイープ波形との各々の分離比較は、各
レンジセルごとに■及びQ信号と遅延された一連の基準
スイープ波形各々との相互相関(cross corr
elating)により行われる。
ンド信号と基準スイープ波形との各々の分離比較は、各
レンジセルごとに■及びQ信号と遅延された一連の基準
スイープ波形各々との相互相関(cross corr
elating)により行われる。
基準スイープ波形ジェネレイタ−25は、送信されたレ
ーダー信号に適用された元の100kH2線型スイープ
の同相及び求積法要素と同位相である、100kH2で
クロックされたデジタルサンプルを含んでいる。基準ス
イープの位相は、問題となっている中央の架空のターゲ
ット(notional target)からのレーダ
ーリターンが基準スイープと丁度同位相のスイープをも
つように、適合させられる。
ーダー信号に適用された元の100kH2線型スイープ
の同相及び求積法要素と同位相である、100kH2で
クロックされたデジタルサンプルを含んでいる。基準ス
イープの位相は、問題となっている中央の架空のターゲ
ット(notional target)からのレーダ
ーリターンが基準スイープと丁度同位相のスイープをも
つように、適合させられる。
第1のレンジセルを考えてみると、1つの完全なスイー
プごとのデータ信号は、同一の長さの基準波形と相互相
関されている(第6図の基準波形)複素マルチプライヤ
26は、ジェネレイタ25に含まれるI及びQ基準サン
プルそれぞれの複素共役数(can jugate)と
スイープに対応する連続した■及びQサンプルとを掛は
合わせるのである。こう言った理由で、ジェネレイタ2
5は基準波形サンプルの複素共役数を備えているのであ
る。
プごとのデータ信号は、同一の長さの基準波形と相互相
関されている(第6図の基準波形)複素マルチプライヤ
26は、ジェネレイタ25に含まれるI及びQ基準サン
プルそれぞれの複素共役数(can jugate)と
スイープに対応する連続した■及びQサンプルとを掛は
合わせるのである。こう言った理由で、ジェネレイタ2
5は基準波形サンプルの複素共役数を備えているのであ
る。
■及びQサンプルのストリームはその後アキュムレイト
及びダンプ関数を実行するインチブレイタ27で複素形
態で足し合わされる。アキュムレイト及びダンプ関数2
7の出力は、基準信号の1つのスイープに対応するサン
プルのために複素合計関数が実行された後にゼロにリセ
ットされる。その後、複素合計は次のスイープサンプル
のために実行される。その出力は1/Tのリピテイショ
ン周波数でサンプルされ、ここでTというのはスイープ
波形のりピテイション間隔のことであり、こうして1つ
の出力が個々の分割されたスイープのために作り出され
る。
及びダンプ関数を実行するインチブレイタ27で複素形
態で足し合わされる。アキュムレイト及びダンプ関数2
7の出力は、基準信号の1つのスイープに対応するサン
プルのために複素合計関数が実行された後にゼロにリセ
ットされる。その後、複素合計は次のスイープサンプル
のために実行される。その出力は1/Tのリピテイショ
ン周波数でサンプルされ、ここでTというのはスイープ
波形のりピテイション間隔のことであり、こうして1つ
の出力が個々の分割されたスイープのために作り出され
る。
1/Tの割合でサンプルされたアキュムレイト及びダン
プ27は N 5inx フオームの形態のフィルタリング特性を持っており、こ
こでNというのはサンプルの数であり、これは周波数が
0の時最大となりNにより割り算されたサンプリング周
波数の倍数でゼロとなる。もしターゲットから受信され
たレーダーリターン内のスイープが基準信号と同位相な
らばアキュムレイト及びダンプの応答はその中央で最大
値となりそして出力は第1のレンジセル検出チャンネル
のために作り出されるのである。これは第4図の従来の
レーダー受信器に示しであるフーリエ変換の出力の中央
の線に対応する。しかしながら、もしあるターゲットが
、範囲の中央にある問題となっているターゲットから、
レーダーリターン内のスイープが基準スイープに関して
1つのサンプル周期分だけ遅延させられているような距
離だけ離されている場合(例えばもしリターン信号内の
スイープが第6図の基準波形2と同位相である場合)、
アキュムレイト及びダンプの応答は中央ピークの右の第
1のゼロポイントになるであろう。その結果この範囲の
ターゲットはレンジセルl検出チャンネルの出力で検出
されることになるであろう。
プ27は N 5inx フオームの形態のフィルタリング特性を持っており、こ
こでNというのはサンプルの数であり、これは周波数が
0の時最大となりNにより割り算されたサンプリング周
波数の倍数でゼロとなる。もしターゲットから受信され
たレーダーリターン内のスイープが基準信号と同位相な
らばアキュムレイト及びダンプの応答はその中央で最大
値となりそして出力は第1のレンジセル検出チャンネル
のために作り出されるのである。これは第4図の従来の
レーダー受信器に示しであるフーリエ変換の出力の中央
の線に対応する。しかしながら、もしあるターゲットが
、範囲の中央にある問題となっているターゲットから、
レーダーリターン内のスイープが基準スイープに関して
1つのサンプル周期分だけ遅延させられているような距
離だけ離されている場合(例えばもしリターン信号内の
スイープが第6図の基準波形2と同位相である場合)、
アキュムレイト及びダンプの応答は中央ピークの右の第
1のゼロポイントになるであろう。その結果この範囲の
ターゲットはレンジセルl検出チャンネルの出力で検出
されることになるであろう。
もし所望でないターゲットがサンプル周期の非完全(n
on−integral)倍だけ所望のターゲットから
分離されたとしたならば、その残りのターゲット「サイ
ドローブ」レベルは N 5inx 特性で決定されるであろう。実際、アキュムレイション
関数は、所望でないターゲットのサイドローブをより強
く抑制することになるように、FMCWMC間隔を通じ
て処理された大きさとなる。
on−integral)倍だけ所望のターゲットから
分離されたとしたならば、その残りのターゲット「サイ
ドローブ」レベルは N 5inx 特性で決定されるであろう。実際、アキュムレイション
関数は、所望でないターゲットのサイドローブをより強
く抑制することになるように、FMCWMC間隔を通じ
て処理された大きさとなる。
一般に相関は真の相関関数をインプリメントするプラン
ピング方法に比べてより優れたタイムサイドスロープ実
行(time 5idelobe perfoeman
ce)を提供してくれる。
ピング方法に比べてより優れたタイムサイドスロープ実
行(time 5idelobe perfoeman
ce)を提供してくれる。
さて第2レンジ検出チヤンネルを考えてみると、第1の
レンジセル検出チャンネルと同一の処理が実行されるわ
けであるが、この時基準スイープは1つのサンプル周期
だけ遅延させられる(第6図参照)。その結果、次のパ
ラグラフに記述されている第2のターゲットは、第1の
ターゲットがアキュムレイティングダンプの出力でゼロ
に対応している間、アキュムレイティングダンブの出力
での最高値に対応することになる。その結果、第2ター
ゲツトは第4図の周波数配分の中央ピークの右側に第1
の線を作り出すことになる。
レンジセル検出チャンネルと同一の処理が実行されるわ
けであるが、この時基準スイープは1つのサンプル周期
だけ遅延させられる(第6図参照)。その結果、次のパ
ラグラフに記述されている第2のターゲットは、第1の
ターゲットがアキュムレイティングダンプの出力でゼロ
に対応している間、アキュムレイティングダンブの出力
での最高値に対応することになる。その結果、第2ター
ゲツトは第4図の周波数配分の中央ピークの右側に第1
の線を作り出すことになる。
同様に、第3レンジセル検出チヤンネルは、もし、そこ
からのレーダーリターンが2つのサンプル周波数だけ遅
延している基準信号と同位相であるようなターゲットが
ある場合は、出力を提供し、そして他のレンジセル検出
チャンネルはゼロ出力を作り出す。受信機は40のレン
ジセルをもつように示されているが、数はどのようなも
のでもよいのである。
からのレーダーリターンが2つのサンプル周波数だけ遅
延している基準信号と同位相であるようなターゲットが
ある場合は、出力を提供し、そして他のレンジセル検出
チャンネルはゼロ出力を作り出す。受信機は40のレン
ジセルをもつように示されているが、数はどのようなも
のでもよいのである。
第4図のレンジセルを作るために1のフーリエ変換を実
行するといった従来の方法と比較すると、本発明による
方法は個々のレンジセルのために分割プランピング、つ
まり個々のレンジ、セルのための分割相関、を実行する
ということは明らかである。この利点は、FET方法の
線型スイープの制限を取り除いたということにありそし
て非線型スイープ波形がより良く使用することが可能と
なるのである。
行するといった従来の方法と比較すると、本発明による
方法は個々のレンジセルのために分割プランピング、つ
まり個々のレンジ、セルのための分割相関、を実行する
ということは明らかである。この利点は、FET方法の
線型スイープの制限を取り除いたということにありそし
て非線型スイープ波形がより良く使用することが可能と
なるのである。
アキュムレイト及びダンプは、アダー及び1つのサンプ
ル周期メモリにより実現され、それらの出力サンプルは
、スイープ信号の最後にアキュムレイトされた値を読ん
だ後にメモリを零にセットするといった手段で、次の入
力サンプルに連続的にフィードバックされそして加えら
れていく。
ル周期メモリにより実現され、それらの出力サンプルは
、スイープ信号の最後にアキュムレイトされた値を読ん
だ後にメモリを零にセットするといった手段で、次の入
力サンプルに連続的にフィードバックされそして加えら
れていく。
レーダー受信機は実際にはそれぞれがそれ自身の受信機
を備えるアンテナアレイから成る。この場合、周波数シ
ンセサイザ15及び基準スイープ波形ジェネレイタ25
は受信機と無関係であり、そして信号を各々の受信機に
与えることも出来ることもある。
を備えるアンテナアレイから成る。この場合、周波数シ
ンセサイザ15及び基準スイープ波形ジェネレイタ25
は受信機と無関係であり、そして信号を各々の受信機に
与えることも出来ることもある。
勿論、本発明の範囲を逸脱することな(変形をすること
が可能である。このように、第6図の説明を明確にする
ために線型スイープが示されているが、非線型スイープ
も同様に使用されることが可能である。本発明は、引用
されたものとは異なる周波数バンドで取り扱われるレー
ダーに利用する。また、i、 f、周波数、ADコンバ
ーターそれに減少サンプリング率に、異なる値を使用す
ることも出来る。この点に関して言えば、100kHz
の減少サンプリング率が50kHzのI及びQ信号のた
めの最小ナイキスト率であり、そして利点はいくつかの
割合のオーバーサンプリングにより実現されることが出
来る。
が可能である。このように、第6図の説明を明確にする
ために線型スイープが示されているが、非線型スイープ
も同様に使用されることが可能である。本発明は、引用
されたものとは異なる周波数バンドで取り扱われるレー
ダーに利用する。また、i、 f、周波数、ADコンバ
ーターそれに減少サンプリング率に、異なる値を使用す
ることも出来る。この点に関して言えば、100kHz
の減少サンプリング率が50kHzのI及びQ信号のた
めの最小ナイキスト率であり、そして利点はいくつかの
割合のオーバーサンプリングにより実現されることが出
来る。
第1図は、ターゲットの範囲を決定するため、レーダー
の位相を送信信号のそれに戻すことに関する方法を示し
ている。 第2図は、バンド幅B、周期Tの典型的な受信スイープ
信号及び基準信号を示している。 第3図は、ミキサ2の出力を示している。 第4図は、典型的な分析の結果を示している。 第5図はレーダー受信機のブロック回路図を示している
。 第6図はA及びB点での基準信号を表している。 第7図から第9図は3つの連続したアキュムレイト及び
ダンプ関数の応答を表している。 図において、 2.4・・・・ミキサ 3・・・・・・発振器 11、12.17.18・・・・ミキサ13.14・・
・・フィルタ 16・・・・・・アナログデジタルコンバータ2L 2
2.23.24・・・F、I、Rフィルタ19.20・
・・・デシイメイションフィルタ27・・・・・・イン
チブレイタ 26・・・・・複素マルチプライア ロ・拳−・・・r、f、フロントエンド部7・・・・・
・アナログデジタルコンバータ8・・・・・φフィルタ
部 9・・・・・・相関部 ↑ ↑ \ qぢ qべ
の位相を送信信号のそれに戻すことに関する方法を示し
ている。 第2図は、バンド幅B、周期Tの典型的な受信スイープ
信号及び基準信号を示している。 第3図は、ミキサ2の出力を示している。 第4図は、典型的な分析の結果を示している。 第5図はレーダー受信機のブロック回路図を示している
。 第6図はA及びB点での基準信号を表している。 第7図から第9図は3つの連続したアキュムレイト及び
ダンプ関数の応答を表している。 図において、 2.4・・・・ミキサ 3・・・・・・発振器 11、12.17.18・・・・ミキサ13.14・・
・・フィルタ 16・・・・・・アナログデジタルコンバータ2L 2
2.23.24・・・F、I、Rフィルタ19.20・
・・・デシイメイションフィルタ27・・・・・・イン
チブレイタ 26・・・・・複素マルチプライア ロ・拳−・・・r、f、フロントエンド部7・・・・・
・アナログデジタルコンバータ8・・・・・φフィルタ
部 9・・・・・・相関部 ↑ ↑ \ qぢ qべ
Claims (8)
- (1)周波数変調された連続的波レーダー信号のための
レーダー受信機において、レーダーリターンから引き出
されたデジタル信号を作り出す手段と、それぞれのレン
ジセルに対応する出力を作り出すため、変調周期に対応
するデジタル信号を、お互いに所定の周期だけ遅延させ
られている一連のデジタル基準変調信号各々と相関する
手段とを備えることを特徴とするレーダー受信機。 - (2)請求項(1)記載のレーダー受信機において、相
関手段がデジタルレーダーリターン信号とデジタル基準
信号との複素積を実行するよう手配されているレーダー
受信機。 - (3)請求項(2)記載のレーダー受信機において、相
関手段が変調周期のための複素積の結果の複素総計を行
うようにされているレーダー受信機。 - (4)請求項(3)記載のレーダー受信機において、相
関手段が複素総計の出力が変調周期ごとに一回サンプル
されるようにされているレーダー受信機。 - (5)請求項(3)あるいは(4)記載のレーダー受信
機において、個々のレンジセルごとに複素総計を行うた
めにアキュムレイト及びダンプを含むレーダー受信機。 - (6)請求項(1)から(5)のうちのいづれかに記載
のレーダー受信機において、相関手段が前記所定の周期
が継続時間内の1つのサンプル周期であるようになって
いるレーダー受信機。 - (7)ほぼ上で述べたような周波数変調された連続的波
レーダー信号のためのレーダー受信機。 - (8)周波数変調された連続的波レーダー信号のための
レーダーリターンを解析する方法において、レーダーリ
ターンから求められたデジタル信号が作り出され、変調
周期に対応するそれらのデジタル信号が、お互いに所定
の周期だけ遅延させられている一連のデジタル基準変調
信号各々と相関され、そしてそれぞれのレンジセルに対
応する出力を作り出すことを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB8919423A GB2235346B (en) | 1989-08-25 | 1989-08-25 | Radar receiver |
GB8919423.7 | 1989-08-25 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03118494A true JPH03118494A (ja) | 1991-05-21 |
Family
ID=10662155
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2224123A Pending JPH03118494A (ja) | 1989-08-25 | 1990-08-24 | レーダー受信機 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5194870A (ja) |
EP (1) | EP0414567A3 (ja) |
JP (1) | JPH03118494A (ja) |
AU (1) | AU639709B2 (ja) |
CA (1) | CA2022878A1 (ja) |
GB (1) | GB2235346B (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6067039A (en) * | 1998-11-30 | 2000-05-23 | Pacific Design Engineering (1996 ( Ltd. | Systems and methods for determining the distance between two locations |
JP2011047936A (ja) * | 2009-08-27 | 2011-03-10 | Honeywell Internatl Inc | 実ビームのレーダ画像のクロスレンジ向上のための方法 |
JPWO2019224880A1 (ja) * | 2018-05-21 | 2020-10-01 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
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EP1777549B1 (en) * | 2005-10-24 | 2012-10-03 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Object ranging |
JP6716984B2 (ja) * | 2016-03-16 | 2020-07-01 | 株式会社デンソー | 物標検出装置 |
DE102018109128B3 (de) * | 2018-04-17 | 2019-10-02 | Infineon Technologies Ag | Radarempfänger und Verfahren zum Empfangen eines Radarsignals |
Family Cites Families (15)
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---|---|---|---|---|
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US4078234A (en) * | 1975-04-25 | 1978-03-07 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Continuous wave correlation radar system |
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US4866778A (en) * | 1986-08-11 | 1989-09-12 | Dragon Systems, Inc. | Interactive speech recognition apparatus |
FR2606159B1 (fr) * | 1986-10-31 | 1989-03-24 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif radar pour mesurer la distance qui le separe d'un objet |
GB8714746D0 (en) * | 1987-06-24 | 1987-07-29 | Secr Defence | Synthetic aperture radar |
NL8702342A (nl) * | 1987-10-01 | 1989-05-01 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Fm-cw radarapparaat. |
FR2623631B1 (fr) * | 1987-11-24 | 1991-01-25 | Trt Telecom Radio Electr | Senseur radioelectrique pour l'etablissement d'une carte radioelectrique d'un site |
-
1989
- 1989-08-25 GB GB8919423A patent/GB2235346B/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-08-07 US US07/564,020 patent/US5194870A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-08-08 CA CA002022878A patent/CA2022878A1/en not_active Abandoned
- 1990-08-24 AU AU61322/90A patent/AU639709B2/en not_active Ceased
- 1990-08-24 JP JP2224123A patent/JPH03118494A/ja active Pending
- 1990-08-24 EP EP19900309330 patent/EP0414567A3/en not_active Withdrawn
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0414567A2 (en) | 1991-02-27 |
CA2022878A1 (en) | 1991-02-26 |
GB2235346B (en) | 1994-01-05 |
US5194870A (en) | 1993-03-16 |
GB8919423D0 (en) | 1990-10-10 |
EP0414567A3 (en) | 1992-05-20 |
GB2235346A (en) | 1991-02-27 |
AU6132290A (en) | 1991-02-28 |
AU639709B2 (en) | 1993-08-05 |
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